Ответвители с короткой щелью в общей узкой стенке

Ответвители с короткой щелью в общей узкой стенке являются своеобразным типом ответвителей, в которых интерферируют две волны фазных типов. До сих пор рас­сматривались ответвители, в которых интерферирующие потоки возбуждались электрической и магнитными со­ставляющими электромагнитного поля, распространяю­щегося в главном (основном) тракте.

Рассмотрим соединение из двух волноводов с общей стенкой, часть которой удалена. После удаления стенки образуется короткая щель длиной l (рис. 30). Размер по­перечного сечения волноводов в области связи a×b та­ков, что это ним распространяется доминантная волна, то есть волна Н₁₀.

Волна Н₁₀, возбуждаемая в плече l, достигнув начала щели l, возбудит в общей области соединения с размера­ми поперечного сечения h×b волны различных типов, в том числе и волны Н₁₀, Н₂₀.

Волны этих типов – рабочие, а волны высших типов следует уничтожить. Это достигается путем соответству­ющего выбора размеров сечения области связи h×b.

Рассмотрим картины полей типов Н₁₀ и Н₂₀ в плоско­сти сечения соединения, совпадающей с началом щели (рис. 31). Волна типа Н₁₀ (рис. 31 а) имеет критическую длину волны , а волна типа Н₂₀ (рис. 31 б) критическую длину волны .

Поскольку размеры области 'Связи таковы, что другие волны распространяться не могут, то мощность колеба­ний первоначальной волны Н₁₀ в плече l распределяется поровну между волнами Н₁₀ и Н₂₀. Если рассматривать

Рис. 30. Щелевой ответвитель: 1 – 2 – основной тракт, 3 – 4 –

вспомогательный тракт.

Рис. 31. Поля типа Н₁₀ и Н₂₀ в области связи щелевого ответвителя.

электромагнитные волны как векторы Н₁₀ и Н₂₀, то в плоскости начала щели для волн в плечах 1 и 4 справед­ливы векторные диаграммы, представленные на рис. 32, где A₁ – амплитуда волны в плече l в плоскости начала щели.

Из векторной диаграммы на рис. 32 б видно, что, поскольку волны Н₁₀ и Н₂₀ имеют равные амплитуды, сдви­нутые по фазе на 180° (в силу природы этих полей в вол­новоде), постольку результирующая волна в плече 4 рас­пространяться не будет. Поэтому соединение, представ­ленное на рис. 30, можно считать направленным ответвителем.

Рассмотрим векторную диаграмму амплитуд резуль­тирующих полей в плоскости поперечного сечения обла­сти связи, совпадающей с концом щели l. Бели волны разных типов имеют различные фазовые скорости в вол­новоде, то при совместном распространении волн типа Н₁₀ и Н₂₀ между векторами Н₁₀ и Н₂₀ возникнет относи­тельный сдвиг по фазе α:

(84)

где l – длина области связи, λ _{g 1} – длина волны Н₁₀ в области связи, λ _{g 2} – длина волны Н₂₀ в области связи. Векторная диаграмма на конце области связи пред­ставлена на рис. 33.

Если внутри ответвителя не происходит рассеяние энергии, то амплитуды волн Н₁₀ и Н₂₀ не меняются, а амплитуды волн и в плечах 2 и 3 определяются из параллелограмма векторов через относительный сдвиг по фазе α. Сдвиг по фазе между векторами и все­гда равен 90°, а угол между вектором и вектором (рис. 32), который совпадает с горизонтальной осью, всегда равен .

Таким образом, зная угол α, который в свою очередь определяется длиной области связи l из (84), можно оп­ределить амплитуды и , то есть переходное ослаб­ление ответвителя.

Представляют интерес три частных случая:

1. Щель очень тонкая, l ≈0, α≈0, ≈0. Связь весь­ма мала.

2. α =90° и = . Случай равного энергораспреде­ления, когда переходное ослабление ответвителя состав­ляет 3 дб. Такой направленный ответвитель называется щелевым мостом и относится к классу гибридных соеди­нений.

3. α = 180° и А₂ = 0. Случай полной передачи мощно­сти из плеча l в плечо 3.

Рассмотрев качественно картины полей в ответвителей определим количественную зависимость переходного ос­лабления ответвителя от длины области связи l и способы устранения нежелательных типов волн [27].

Амплитуды суммарных волн в плечах 2 и 3 с учетом относительного фазового сдвига α составляют:

(86)

Из векторной диаграммы (рис. 33) имеем:

(87)

(88)

Поскольку есть переходное ослабление ответвителя, то

α = 2 arcsin С, (89)

где С – переходное ослабление в разах по напряжению. В выражение (84) подставим (89) я получим:

(90)

Из формулы (90) видно, что нужные условия работы ответвителя выполняются только в одной точке при опре­деленной длине волны. При фиксированной длине щели l в полосе частот переходное ослабление будет плавно ме­няться.

Следует отметить, что переходное ослабление щеле­вого моста, рассчитанное по формуле (89), в действитель­ности, не изменяется по синусоиде, так как при выводе этой формулы полагали, будто фазовый сдвиг между волнами Н₁₀ и Н₂₀ зависит только от разности хода этих волн, и не учитывали набега фазы из-за отражения волны Н₁₀ от краев щели. Если учесть фазу волны Н₁₀ с уче­том отражения ее от краев щели, то аргумент синуса бу­дет состоять из двух компонент, частотная зависимость которых противоположна [28]. Поэтому в некоторой поло­се частот получают почти плоскую характеристику пере­ходного ослабления. Набег фазы у волны Н₂₀ отсутст­вует, так как концы щели расположены в нуле электрического поля для этой волны.

Определим значение ширины области связи h. Если Ответвитель изготовлен путем удаления части общей тон­кой стенки двух волноводов, то величина h ≈2α. Однако при таком выборе ширины области связи на некоторых частотах рабочего диапазона может существовать волна Н₃₀, возникновение которой нежелательно. Поэтому ши­рину области связи выбирают так, чтобы минимальная длина волны рабочего диапазона λ_min была больше кри­тической длины волны для колебаний типа Н₃₀, то есть

(91)

Это неравенство определяет границу увеличения ши­рины области связи h или границу рабочего диапазона длин волн при ширине области связи h =2α. Максималь­ная длина волны в рабочем диапазоне определяется дли­ной волны отсечки колебаний типа Н₂₀, поэтому

(92)

Если h =2α, то возможный рабочий диапазон ответви­теля лежит в пределах

(93)

Если не учитывать, что длины волн в рабочем диапа­зоне обычно не больше 0,8 и не меньше 1,2 , то относительный рабочий диапазон

(94)

Таким образом, при задании рабочего диапазона длин волн выбирают нужные размеры образующих ответвитель волноводов и, если необходимо, сужают ширину области связи. С изменением ширины области связи из­менится и длина щели связи l, так как она зависит из (90) от h. Чем уже ширина области связи h, тем короче щель связи l.

В первом приближении условия наличия связи в 3 дб имеют вид:

(95)

Из векторной диаграммы (рис. 33) легко определить,, что сдвиг фазы в плече 2 по отношению к плечу 1 состав­ляет 45°, а в плече 3 составляет 135°. Следует отметить, что все расчеты велись в предположении идеальной кар­тины распределения полей в области связи, тогда как на концах щели имеет место скачок волнового сопротивле­ния, который обусловливает дополнительный сдвиг фазы для волны Н₁₀ в области связи. Поэтому уравнение (84) перепишется в виде:

(96)

Волна типа Н₂₀ изменений не претерпевает, так как концы щели приходятся на область «нулевого поля», и граничные условия суще­ствования волны Н₂₀ в об­ласти связи не нарушаю­тся. Так как дополнитель­ный фазозый сдвиг зави­сит от частоты, то его необходимо компенсиро­вать. Обычно в целях компенсации в центре обла„._, сти связи помещают емкостный согласующий элемент в виде полусфе­ры, размеры которого подбираются экспериментально.. На рис. 34 представлена конструкция щелевого мо­ста, описанная Риблетом [28], имеющая рабочий диапа­зон 8500–9600 М гц при длине щели l =1,25 дюйма и ширине области связи h = 0,892 дюйма. Параметры этого ответвителя приведены на рис. 35.

Другой путь расширения рабочей полосы щелевого ответвителя (применение трапециевидного окна, осно­вания которого рассчитаны и а крайние длины волн диа­пазона. Однако расширение полосы в этом случае не пре вышает 1—2%, а частотные свойства баланса

Рис. 35. Характеристики щелевого направленного ответвителя.

остаются без изменений. Компенсировать дополнитель­ный фазовый сдвиг можно с помощью двух штырей, ввинчиваемых вблизи краев щели в плоскости общей стенки (рис.36). Это так называемый индуктивный метод согласования щелевого ответвителя.

Несколько лучшие результаты могут быть достигну­ты, если оставить щель связи прямоугольной, а настроеч­ные штыри расположить на­клонно. Величина наклона и расположение штырей под­бираются экспериментально. Как показали эксперименты, оптимальным является случай, когда расстояния между концами штырей соответствуют расчетным длинам щели связи на крайних частотах диапазона, а расстояния между средними точками штырей и краями щели связи составляли λ _{g ср}/4. Полоса баланса (баланс не хуже 0,5 дб) выходных плеч щелево­го моста в этом случае расширяется от 13 до 20%, а со­гласование моста остается достаточно высоким.

Как уже отмечалось, щелевой мост относится к разря­ду гибридных соединений с разностью фаз выходных сиг­налов в 90°. Соединения этого разряда, включенные по­следовательно, обладают ценным свойством теоретически беспотерной связи накрестлежащих плеч.

Рассмотрим два таких моста, включенных последова­тельно (рис. 37).

Рис. 37. Каскадное соединение щелевых ответвителей.

Если энергия СВЧ колебаний поступает в плечо 1 k -то щелевого моста, то амплитуды в плечах 2 и 3 того же щелевого моста составят: ; .

Но так как мосты включены последовательно, то и Сигнал в плече 2 n -го моста складывается из сигналов и , которые, интерферируя, гасят друг друга. В плече 3 n -го моста амплитуды сложатся так, что А₃’=A₁.

Между щелевыми мостами можно включить два раз­рядника. Получаемое таким образом устройство применя­ется в качестве антенного переключателя, замечатель­ного тем, что вся энергия из антенного фидера, поступаю­щая в плечо l k -го моста, передается в плечо 3 n -го мо­ста. Последовательное включение двух щелевых мостов применяется также в различных устройствах для получе­ния разностного и суммарного сигналов и в невзаимных фазовращателях в совокупности с ферритом, находящимся в магнитном поле. Компактность щелевых мостов обусловила их широкое распространение в СВЧ устройст­вах с рабочим диапазоном длин волн до 20%.