Особенности РПрУ с активной фильтрацией

9.3.1 Способ описания коэффициента передачи активного фильтра

Физически реализуемые усилительные системы описываются так называемыми аналитическими функциями комплексного переменного p, которые полностью определяются значениями p, при которых функция обращается в нуль и бесконечность. Эти значения функции называются нулями и полюсами функции Т(p).

Комплексный коэффициент передачи (передаточную функцию) фильтра можно записать в следующем виде:

, (9.50)

где - вещественные коэффициенты, зависящие от физических параметров цепи.

Часто при синтезе цепей анализируются не передаточные функции, а функции, описывающие входное сопротивление или проводимость - это так называемые функции иммитанса. Обобщающим для функций иммитанса и коэффициента передачи является термин "функции цепи". Нули и полюса функции удобно отображать на комплексной плоскости в виде диаграмм (рис.9.16).

Рис.9.16 Рис.9.17

При этом вводятся следующие обозначения:

;

а также очень важный параметр – добротность полюса:

Выражение для передаточной функции можно представить в следующем вид

, (9.51)

где - амплитудно-частотная характеристика (АЧХ); - фазо-частотная характеристика (ФЧХ).

В выражении (9.51) каждый сомножитель () (или ()) можно представить так, как, например, для полюса p₁ (рис.9.17):

На комплексной плоскости он представляет собой вектор, который образуется как разность текущего вектора (произвольная точка плоскости) и вектора особой точки (в данном случае ), а, следовательно, соединяет полюс р₁ с точкой . Длина этого вектора характеризуется модулем , а угол поворота относительно положительной вещественной оси - величиной φ_р1. Тогда выражения для АЧХ и ФЧХ можно записать таким образом:

, (9.52)

(9.53)

Графическое задание нулей и полюсов коэффициента передачи устройства однозначно и полностью определяет его АЧХ и ФЧХ.

С учетом (9.52) легко установить, что, чем ближе к мнимой оси расположены полюса (чем меньше длина вектора ), тем больше коэффициент передачи в соответствующей частотной области. Пара полюсов передаточной функции, имеющих максимальную добротность, называется критической.

При больших значениях добротности полюсов на частоте ω_m, соответствующей максимуму коэффициента передачи, выполняются следующие соотношения (рис.9.18):

,

,

.

В этом случае для модуля коэффициента передачи ФНЧ можно записать

,

а так как

,

то

.

Нормированное значение коэффициента передачи активного ФНЧ относительно передачи на нулевой частоте равно

. (9.54)

Таким образом, нормированный коэффициент передачи на частоте максимума примерно равен добротности полюса.

Рис.9.18

Если полюс лежит на мнимой оси, это означает бесконечную передачу (генератор). Именно наличие комплексных полюсов и позволяет с помощью индуктивностей или ПОС формировать произвольные частотные характеристики.

9.3.2 Связь добротности полюсов и функции чувствительности

При производстве АФ используются компоненты, имеющие значения, отличные от номинальных величин, в результате чего функции цепи также отличаются от своих номинальных значений. Кроме того, во время работы влияние внешних параметров, таких, как температура, механические вибрации и т.д., могут привести к изменению параметров цепей и к соответствующему изменению функции цепи. В широком смысле эти проблемы связаны с определением допусков различных схем.

Решающую роль при вычислении допусков цепей играет производная функции цепи по параметрам схемы. Эта производная называется функцией чувствительности:

.

Для оценки стабильности АФ, их нелинейных параметров, шумов и т.д. можно использовать относительную функцию чувствительности, описываемую выражением

. (9.55)

Для АФ, представленного на рис.9.19, чувствительность передаточной функции к коэффициенту передачи усилителя, входящего в состав АФ, равна:

. (9.56)

Учитывая (9.54), получаем, что модуль функции чувствительности пропорционален добротности полюса.

Как известно, при оценке уровня нелинейных искажений полезного сигнала часто используется коэффициент интермодуляционных искажений n-го порядка, который связан с функцией чувствительности.

Рис.9.19

Рис.9.20Структурная схема (а) и граф сигналов (б) АФ

Структурная схема АФ соответствует рисунку 9.20, где Т₀₁- цепь прямой передачи сигнала на вход усилителя, Т₀₂ - цепь обратной передачи.

Коэффициент передачи АФ из рисунка 9.20,б равен

. (9.57)

Для выходного сигнала АФ, используя степенной ряд, можно записать

(9.58)

Расчет коэффициентов ряда Т_i можно произвести по методике [4], учитывая, что T₁ -это линейный коэффициент передачи и T₁=T_АФ:

, (9.59)

. (9.60)

В общем виде коэффициент ряда i-го порядка

, (9.61)

где - коэффициенты ряда для исходного усилительного элемента;

- коэффициент передачи сигнала на соответствующей частоте со входа АФ по входу усилительного элемента;

- передача сигнала с выхода усилительного элемента на выход АФ;

- соответствующие комбинационные составляющие вида , и т.д., в зависимости от порядка интермодуляции. В нашем случае для второго порядка и для третьего порядка.

В соответствии с рисунком 9.20,б по формуле Мезона

, (9.62)

. (9.63)

Тогда, если считать, что все коэффициенты передачи в пределах полосы прозрачности не изменяются, получим

, (9.64)

. (9.65)

Рассчитаем дифференциальную функцию чувствительности 1-го порядка коэффициента передачи АФ к коэффициенту передачи усилительного элемента

(9.66)

С учетом (9.57), (9.66) можно записать для (9.64) и (9.65)

, (9.67)

. (9.68)

Выражения для коэффициентов интермодуляции АФ можно записать в следующем виде:

, (9.69)

. (9.70)

где К₁₁ и К₂₁ – коэффициенты интермодуляции усилителя АФ.

Если считать, что АЧХ синтезируемого активного фильтра представляет собой в идеальном случае нормированный прямоугольник, высота которого равна единице, то

, (9.71)

. (9.72)

Усилитель АФ также может быть представлен некоторой широкополосной структурной схемой с местными обратными связями, для которой

,

.

Окончательные выражения для коэффициентов интермодуляции активного фильтра имеют вид:

, (9.73)

, (9.74)

где и - коэффициенты интермодуляции второго и третьего порядков исходного усилительного элемента W, на основе которого выполнено усилительное звено К;

и - дифференциальные функции чувствительности передаточной функции активного фильтра Т к коэффициенту передачи усилительного звена К и коэффициента передачи УЗ К к передаче УЭ W, соответственно.

Таким образом, при синтезе АФ возникает проблема, связанная с получением минимальной добротности комплексных полюсов.

Так как введение положительной обратной связи приводит к росту нелинейных искажений полезного сигнала, то при синтезе АФ стоит задача минимизации функции чувствительности с целью получения уровня нелинейных искажения полезного сигнала, не превышающего допустимого значения.

Из выражений видно, что отсутствие искажений в активных фильтрах может быть обусловлено тремя основными факторами, а именно:

1) наличием идеального усилительного элемента, т.е. и , или приближением реального УЭ к идеальному;

2) применением низкодобротных аппроксимаций при формировании передаточных функций, приводящих к получению (причем лучше, когда );

3) выполнением усилителя К на основе структурных методов синтеза усилительных трактов с нулевой или минимальной чувствительностью, т.е. .

Идеальных усилительных элементов в природе не существует, поэтому можно только приближаться к идеальным характеристикам. По частотным свойствам это можно делать с помощью цепей коррекции. По нелинейным характеристикам желаемый результат может быть достигнут с помощью глубоких местных отрицательных обратных связей или дополнительных нелинейных цепей, компенсирующих нелинейности основного УЭ.

Синтез активных фильтров с минимальной (или нулевой) чувствительностью возможен с привлечением теории пространства состояний и эквивалентных преобразований к получению передаточной функции. В этом случае синтез сводится к получению ряда возможных структур активных фильтров, из которых выбирается лучшая по требуемому критерию. Низкодобротные аппроксимации характеристик АФ означают отказ от классических методов синтеза фильтрующих цепей с помощью полиномов и дробей Чебышева, Баттерворта и т.д. Для синтеза АФ необходимы функции, позволяющие изначально получать минимальные значения добротности полюсов передаточных функций.

Третье направление заключается в реализации высоколинейного широкополосного усилительного тракта в составе активного фильтра и по сути дела является самостоятельным достаточно перспективным вариантом решения задачи синтеза высоколинейного активного фильтра.

На рисунке 9.21,а представлены примерные графики АЧХ для пассивной цепи, описываемой функцией , и для АФ . На рисунке 9.21,б приведен график функции чувствительности, соответствующей выражению (9.56).

Анализ рисунка 9.21 и выражения (9.56) позволяет сделать следующий важный вывод:

величина модуля функции чувствительности определяется отношением ординат соответствующих точек графиков АЧХ активного фильтра и пассивной RC-цепи, входящей в его состав. Причем, максимальное значение модуля функция чувствительности имеет в области, прилегающей к частоте среза АФ, в местах расположения всплесков АЧХ.

а б

Рис.9.21

Инварианты чувствительности

Относительные чувствительности, найденные для различных параметров схемы, не являются независимыми. В частности, особенно интересные соотношения находятся путем расчета суммы

, (9.75)

где N - полное число элементов; F - функция цепи.

Для удобства математического анализа RC цепи выделим в её импедансе отдельно сопротивления и емкости.

Если ввести значения обратных емкостей D=1/C, получим выражение для импеданса , где . Если единица измерения увеличивается в раз, а единица измерения частоты при этом не изменится, то импеданс Z также увеличивается в раз, т.е. для импедансов выполняется следующее соотношение:

(9.76)

где Z - линейная функция переменных R и D. Дифференцируя уравнение (1.32) относительно , получаем:

,

откуда следует следующее выражение:

.

Подставляя , получаем:

(9.77)

Использование (1.13) дает:

. (9.78)

Согласно этому выражению сумма относительных чувствительностей импеданса относительно элементов R, D=1/C равна единице. Расчет чувствительности относительно C вместо D приводит к изменению знака последнего члена из-за перехода к величине, обратной D. Таким образом, получаем следующие выражения:

(9.79)

(9.80)

Рассмотрим теперь передаточные функции. Изменение уровней импедансов не влияет на передаточную функцию . Математически

это можно записать следующим образом:

(9.81)

Дифференцируя соотношение (9.81) относительно , получаем:

Разделив обе части уравнения на К и проведя дифференцирование, после подстановки получаем:

(9.82)

Если ввести относительные чувствительности согласно определению (9.55), соотношение (9.82) преобразуется к виду

(9.83)

или

,

(9.84)

В случае, когда цепь содержит идеальные управляемые источники, понятие импеданса можно расширить, включив в схему источники напряжения, управляемые током. Понятие полной проводимости можно расширить, включив в схему источники тока, управляемые напряжением. Таким образом, инвариантность суммы чувствительностей может быть распространена и на активные цепи, при этом суммирование должно проводится и для параметров управляемых источников.

Для RC цепей одновременное изменение всех элементов и частоты не влияет на коэффициент передачи:

(9.85)

Дифференцирование (9.85) по λ дает

После подстановки λ = 1 и деления уравнения на K получим

Вводя относительные чувствительности, окончательно запишем

(9.86)

Учитывая (9.84), получаем

(9.87)

(9.88)

Представляя K как комплексную величину для можно записать:

(9.89)

Окончательные соотношения (9.87) и (9.88) имеют большое значение в теории цепей. На их основании получаем следующие соотношения:

(9.90)

(9.91)

Итак, сумма действительных частей чувствительностей может быть выражена с помощью производной затухания от частоты (т.е. с помощью крутизны АЧХ), в то время как сумма мнимых частей чувствительности связана с временем запаздывания τ (с крутизной ФЧХ). Это означает, что, например, АФ с большой крутизной АЧХ и ФЧХ в переходной полосе обладают большими по модулю значениями функции чувствительности. При расчете эквивалентных четырехполюсников функции и не могут меняться в ходе итераций. Тогда из уравнений (9.90) и (9.91) следует, что суммы чувствительностей инвариантны.

9.3.4 Передаточные функции с ограниченной добротностью полюсов

Применяя методы аппроксимации частотных характеристик, известные из теории классических LС-фильтров, разработчики АФ столкнулись с проблемой высокой добротности получаемых при этом комплексных пар полюсов передаточных функций и низкой линейности характеристик разрабатываемых устройств.

Стало совершенно очевидным, что традиционные подходы здесь неприемлемы и необходимо разрабатывать способы получения передаточных функций АФ с минимальными значениями добротности комплексных пар полюсов.

Для этой цели может быть использована дробь Чебышева:

, (9.92)

где - разность степеней полиномов числителя и знаменателя дроби; - степень полинома числителя дроби; - корни знаменателя дроби; -кратность корня знаменателя дроби.

Выражение (9.92) может быть записано в следующем виде:

. (9.93)

Классическая LС-аппроксимация с действительными нулями передачи следует из (9.93) при :

(9.94)

Передаточная функция с мнимыми нулями следует из (9.93) при

. (9.95)

Для повышения крутизны спада АЧХ в переходной полосе целесообразно часть нулей располагать на оси jw комплексной плоскости, в связи с чем весьма перспективным является использование дробей Чебышева, обладающих комбинацией чисто мнимых и вещественных полюсов:

где r—число чисто мнимых полюсов дроби;

s—число вещественных полюсов дроби.

Для удобства F_n(W) записывают в виде F_hrs(W).

Дроби низших степеней для (9.95) определяются согласно выражениям:

, (9.96)

. (9.97)

Используя известное выражение

,

для F₁₁₀ получим

, (9.98)

что соответствует передаточной функции

. (9.99)

Диаграмма полюсов и нулей полученной функции представлена на рис.9.22. Она содержит пару комплексно-сопряженных полюсов p1, p2 и нуль z1. Устройство, реализующее такую передаточную функцию, изображено на рис. 9.23.

Рис.9.22

Рис.9.23

Передаточные функции с мнимыми нулями передачи имеют существенно меньшие значения добротности комплексных пар полюсов по сравнению с передаточными функциями, имеющими действительные нули передачи. По этой причине они могут быть рекомендованы для синтеза линейных АФ, к которым предъявляются высокие требования по нелинейным параметрам.

Из рис.9.24 легко установить, что при заданной неравномерности характеристики в полосе прозрачности (кривая 1) именно введение комплексного нуля передачи (кривая 4) позволяет уменьшить "выброс" АЧХ, получаемый за счет комплексной пары полюсов (кривая 3), а следовательно, и ее добротность. Для сравнения на рисунке при той же неравномерности коэффициента передачи приведена характеристика, получаемая только за счет одной пары комплексных полюсов (кривая 2), т.е. при классической Чебышевской аппроксимации.

Рис.9.24

Таким образом, уменьшение добротности полюсов возможно за счет уменьшения скорости изменения аппроксимирующих функций в области, соответствующей границе полосы прозрачности . Следует отметить еще одну характерную особенность низкодобротных равноволновых аппроксимаций - это удаление "волн" АЧХ от границы полосы прозрачности.

Недостаток всех способов уменьшения добротности полюсов при заданной неравномерности коэффициента передачи заключается в уменьшении крутизны спада характеристики в переходной полосе и, соответственно, уровня затухания в полосе задержания. Это вызывает необходимость увеличения порядка передаточной функции. Таким образом, осуществляется "размен" между величиной добротности полюсов и порядком передаточной функции.

Весьма эффективным методом уменьшения добротности критической пары полюсов является метод кратных полюсов. Согласно этому методу критическая пара полюсов заменяется комбинацией из четного числа пар полюсов с меньшей добротностью, формирующей требуемую форму АЧХ. На практике при каскадной реализации активного фильтра звено с критической парой полюсов заменяется каскадным соединением звеньев с меньшей добротностью. Коэффициент передачи каскадного соединения должен равняться передаче звена с критической добротностью. На рис.9.25 АЧХ, формируемая критической парой (кривая 1), заменяется “двойной” кривой 2. Это означает, что значения передачи, соответствующие кривой 2 в дБ необходимо удвоить или возвести в квадрат в абсолютных значения, т.к. таких звена будет два. В результате каждое звено в отдельности будет обеспечивать меньшую добротность, а, следовательно, и иметь меньшее значение модуля функции чувствительности.

Рис. 9.25

9.3.5 Элементы теории пространства состояний

Если является входным сигналом на интервале времени , a выходным сигналом анализируемой цепи, то для определения на этом же интервала необходимо знать все токи, протекающие через индуктивности, и напряжения на конденсаторах в некоторый момент времени . Эти токи и напряжения образуют «состояние» цепи в момент . Свойства цепи описываются дифференциальными уравнениями состояния цени:

(9.100)

где -входной вектор, k-число входных переменных; -выходной вектор, m - число выходных переменных; - вектор состоянии, q - число переменных состояний; элементы матриц A, В, C, D размерами , , , соответственно, определяются элементами заданной цепи; Т - означает транспонированную матрицу.

После преобразования по Лапласу из (9.100) получаем:

(9.101)

где I - единичная матрица размером (q*q).

Системе уравнений (9.101) соответствует граф, представленный на рис.9.26.

Рис.9.26

Матричный квадруполь {А,В,С,В), называемый реализацией передаточной функции Т(р), определяется на основе теории пространства состояний, согласно которой для

соответствующие матрицы при к=1 и m=1 равны:

(9.102)

; (9.103)

0 … ; (9.104)

. (9.105)

9.3.6 Метод эквивалентных преобразований

Предположим, что V(p)=M*W(p), где М - невырожденная матрица (определитель матрицы Δ 0) размером (q*q), W(p) описывает модифицированные состояния цепи, тогда из (9.101) получим

(9.106)

где {А`B`C`D`}- матричный квадруполь, описывающий модифицированную эквивалентную реализацию цепи, т.е. имеющую аналогичную передаточную функцию.

Изменение матрицы означает изменение структурных свойств модифицированной цепи.

Схема полосового АФ с дифференциальным входом, синтезированного на основе теории пространства состояний, представлена на рис.9.27

Рис.9.27

На транзисторах VT1 и VT3 выполнены интеграторы с потерями. Цепи интегрирования образованы элементами R_иC_и. Так как применены схемы включения транзисторов с общей базой, то эти же транзисторы выполняют функции входных сумматоров. Необходимый коэффициент суммирования подбирается соответствующим выбором резисторов R_э1, R_э2, R₁₂ и R₂₁. На транзисторе VT2 выполнен эмиттерный повторитель, обеспечивающий необходимую развязку интегратора и нагрузки. На транзисторе VT4 выполнены инвертирующий усилитель и развязывающий усилитель-повторитель. Транзистор VT5 по схеме с общей базой выполняет функцию выходного сумматора.

В результате применения теории эквивалентных преобразований имеется возможность выбрать из всех полученных структур наилучшую с точки зрения реализации.

Хорошими характеристиками обладают полосовые RC – усилители на основе гираторов (рис.9.28). По такому пути пошла известная фирма Филипс при реализации полосовых и режекторных фильтров в интегральных процессорах, на которых основаны аналоговые каналы обработки сигналов яркости и цветности телевизионных приемников: TDA8360-8362, TDA8395, TDA9144 и т.д.

Рис.9.28

9.3.7 Структурный синтез усилительного тракта

Примером структурного подхода к синтезу усилительного тракта является структура с дифференциаль­ной отрицательной обратной связью (рис.9.29). Передаточная функция устройства равна

. (9.107)

Дифференциальные функции чувствительности

, (9.108)

. (9.109)

Рис.9.29

Реализация e-чувствительности к звену K₁ достигается тем, что прямой путь с выхода К₁ на выход усилительного тракта касается контура с отрицательной обратной связью K₂a₂ (при К₂<0) с большой петлевой пе­редачей. В итоге нелинейные искажения, создаваемые К₁ ослабляются при передаче на выход тракта по этому пути в (l + K₂a₂) раз. Нулевая чувствительность к звену K₂ достигается бла­годаря организации двух прямых путей на вход K₂, а имен­но: a₁ и K₁a₂ . Условие настройки для выглядит так: .

Следует заметить, что усилители с линейной отрицательной обратной связью также могут быть отнесены к трактам. Величина e определяется воз­можностью реализации глубоких обратных связей и, та­ким образом, ограничивается условиями устойчивости.

Ветви a₁,a₂ можно выполнить с помощью полевого транзистора (рис.9.30).

Рис.9.30

Нелинейные искажения теоретически должны ослабляться на 34 дБ по сравнению с исходными усилительным звеном. Реально, величина ослабле­ния составляет 28—30 дБ в диапазоне 0,1—3 МГц. На частотах 3—30 МГц величина ослабления уменьшается до 20—26 дБ, что объясняется влиянием неточности настройки фильтра из-за появления дополнительных фазовых сдвигов. Схема принципиальная электрическая полосового RC-усилителя на основе усилителя с e-чувствительностью представлена на рис.9.31.

Рис.9.31

При выполнении условий настройки влияние нелинейности входной цепи VT2 отсутствует вследствие эквипотенциальности его затвора и истока, а нелинейные искажения, создаваемые входными цепями VT1, VT3, компенсируются аналогично их проходным нелинейностям в петле отрицательной обратной связи VT1, VT3, С6, VT2, С5.

9.4 Приемники сигналов стереовещания

1. Система вещания с полярной модуляцией

Стереовещание в нашей стране ведется в УКВ диапазоне с применением ЧМ. Стерео-сигнал несет в себе информацию от двух источников: левого и правого. Спектр сигнала с полярной модуляцией или комплексного стерео-сигнала (КСС) имеет вид, как показано на рис.9.32. КСС отличается от полярно-модулированного частичным подавлением уровня поднесущей.

Рис.9.32

Спектр состоит из двух частей: низкочастотной части от 30 Гц до 15 кГц, что обеспечивает совместимость с обычными РПрУ, и высокочастотной части от 16,25 до 46,25 кГц. При стандартной девиации 50 кГц спектр высокочастотного модулированного сигнала занимает полосу 192,5 кГц.

Низкочастотная часть формируется из суммарного сигнала левого и правого каналов. Высокочастотная часть формируется с помощью АМ с частично подавленной несущей f_пн на частоте 31,25 кГц. Модулирующим является разностный сигнал левого и правого каналов.

При полярной модуляции положительные полупериоды модулируются одним сигналом, а отрицательные – другим сигналом стереопары. Внешний вид полярно модулированного сигнала показан на рис.9.33

Рис.9.33

Структурная схема приемника стереосигнала и стереодекодера с разделением спектра КСС представлена на рис.9.34.

Рис.9.34

С выхода частотного детектора КСС поступает на входы полосового фильтра 16,25-46,25 кГц и фильтра нижних частот 0-15 кГц. Сигнал с выхода полосового фильтра поступает на амплитудный детектор, на выходе которого формируется разностный сигнал левого и правого каналов. На выходе низкочастотного фильтра выделяется суммарный сигнал левого и правого каналов. Далее полученные сигналы поступают на входы сумматора и вычитателя, на выходах которых образуются сигналы левого и правого каналов, соответственно.

Благодаря специфическому внешнему виду полярно-модулированного сигнала простейший полярный диодный декодер стереосигнала выглядит, как показано на рис.9.35

Рис.9.35

Положительные и отрицательные полуволны входного сигнала детектируются отдельными для левого и правого каналов диодными АМ детекторами. Недостаточная взаимная развязка каналов приводит к появлению переходных помех. Уровень помех регламентируется переходным затуханием между каналами.

Высоким переходным затуханием между каналами обладает декодер, выполненный в соответствии с рис.9.36.

Рис.9.36

Коммутатор входного КСС с частотой поднесущей в точках максимумов (рис.9.36) перераспределяет положительные и отрицательные полуволны на входы детекторов. На входах детекторов формируются дискретные сигналы в виде коротких импульсов с амплитудно-импульсной модуляцией. В данном случае диодные детекторы являются удлинителями импульсов и реализуют цепь с функцией памяти. Цепь синхронизации (ЦС) на основе ФАПЧ обеспечивает необходимые условия для правильной работы коммутатора.

2. Система вещания с пилот-тоном

В этой системе также формируется КСС. Низкочастотная (тональная) часть несет информацию о суммарном сигнале левого и правого каналов. Высокочастотная (надтональная) часть представляет собой АМ колебание с полностью подавленной несущей, модулированное разностным сигналом левого и правого каналов (рис.9.37). Для восстановления сигнала на приемной стороне в состав сигнала вводится пилот-тон с частотой 19 кГц.

Рис.9.37

Рис.9.38

Структурная схема декодирования КСС в системе с пилот-тоном представлена на рис.9.38. Полосовой фильтр выделяет из КСС пилот-тон, из которого путем умножения частоты восстанавливается поднесущая 38 кГц. На выходе синхронного детектора образуется разностный сигнал, который совместно с КСС поступает на матрицу, осуществляющую суммарно-разностное преобразование.

Наилучшие результаты достигаются при ключевом методе декодирования КСС (рис.9.39), также как и в рассмотренном выше случае полярной модуляции.

Рис.9.39

3. Система вещания ЧМ-ЧМ

Разработана в 60-е годы в Швеции для стереофонического радиовещания. В модифицированном виде применяется для стереофонического сопровождения телевизионных программ в Японии.

Передача разностной составляющей осуществляется путем частотной модуляции поднесущей, частота которой равна удвоенному значению частоты строчной развертки 31,25 кГц (рис.9.40).

Рис.9.40

Для улучшения отношения сигнал/шум в тракте разностного сигнала применена компандерная система шумопонижения. Девиация компрессированным сигналом составляет 10 кГц. Полоса, занимаемая надтональной частью, ограничена в пределах ±15 кГц от значения поднесущей частоты.

Из КСС полосовым фильтром выделяется надтональная часть (рис.9.41). После усилителя-ограничителя сигнал детектируется и поступает на экспандер, восстанавливающий первоначальный динамический диапазон разностного сигнала. Далее сигнал поступает на один из входов матрицы. На второй вход матрицы поступает суммарный сигнал после усиления и фильтрации.

Сигнал опознавания представляет собой АМ колебание, модулированное тоном 982,5 Гц. Из этого колебания после детектирования и фильтрации специальным пьезофильтром формируется сигнал для переключения матрицы и идентификации режима работы.

Рис.9.41

В ряде стран используется система с двумя несущими звукового сопровождения. Спектр сигнал представлен на рис.9.42. С помощью первой поднесущей 5,5 МГц передается суммарный сигнал, вторая поднесущая 5,74 МГц несет информацию о правом канале. Несущие разнесены по частоте на расстояние 15,5f_стр. Полоса частот каждого канала – 15 кГц. Переходное затухание не менее 55 дБ. После выделения промежуточных частот сигналов звукового сопровождения осуществляется их частотное детектирование и усиление (рис.9.43). Матрица осуществляет необходимое преобразование и выделение сигнала левого канала.

Предусмотрено три режима работы: моно, стерео и двухязычное звуковое сопровождение. Для этого передается пилот-сигнал с частотой 3,5f_стр, который модулируется по амплитуде. Глубина модуляции равна 50%. Для режима стерео частота модуляции равна 117,5 Гц; для двухязычного вещания – 274,1 Гц. Для режима моно модуляция отсутствует. Пилот-сигнал модулирует вторую поднесущую по частоте с девиацией 2,5 кГц.

Рис.9.42

Рис.9.43

9.5 Прием ЧМ сигналов

1. При узкополосной ЧМ (m_ЧМ <<1) спектр сигнала, как известно, выглядит также как у АМ сигнала. Поэтому результаты исследования прохождения АМ сигнала через преселектор можно распространить и на случай прохождения частотно-модулированного сигнала. То есть, происходит изменение глубины модуляции на выходе (m_ЧМвых) и запаздывание частотного отклонения из-за влияния неидеальности АЧХ и ФЧХ.

2. При большом индексе модуляции прохождение широкополосного ЧМ сигнала через селективную цепь связано с появлением линейных искажений сигнала, которые после детектирования проявляются в виде нелинейных искажения первичного сигнала.

Для определения выходного сигнала необходимо каждую составляющую изменить в соответствии с АЧХ и ФЧХ, затем найти сумму составляющих спектра в виде

,

где - несинусоидальные периодические функции.

Если частота входного сигнала изменяется в соответствии с соотношением

,

то на выходе получим:

.

В результате допустимый коэффициент гармоник на выходе будет определяться параметрами нелинейности фазовой характеристики цепи. Требуемая полоса n-каскадного усилителя

.

Внутренние проводимости усилительных элементов зависят от уровня сигнала, поступающего на вход. Из-за этого при изменении уровней сигналов происходит изменение формы ФЧХ каскадов. Это явление называется амплитудно-фазовой конверсией и вызывает дополнительные искажения ЧМ сигнала.