Кінцеві каскади підсилення потужності, що працюють у режимі з ШІМ

В останній час значне поширення знаходять підсилювальні пристрої з широтно–імпульсною модуляцією сигналу, що використовують режим D. Структурна схема підсилювача з широтно–імпульсною модуляцією зображена на рис. 10.9.

Рисунок 10.9 – Структурна схема підсилювача з ШІМ

Такі пристрої мають деякі переваги порівняно з класичними схе­мами підсилювачів, серед них високий ККД за будь–яких рівнів сигналу, більша стабільність відносно до самозбудження. Але ці підсилювачі складніші, мають обмежений частотний діапазон, що звужує їх засто­сування. Їх використання доцільне, коли на перше місце висуваються вимоги економічності, надійності, стабільності за поміркованих вимог до якості вихідного сигналу: багатоканальний гучномовний зв’язок, селекторні пристрої, мегафони тощо.

Генератор тактових імпульсів (ГТІ) виробляє імпульси, що над­ходять на вхід широтно–імпульсного модулятора (рис. 10.10). Тривалість імпульсів модулятора пропорційна амплітуді вхідного сигналу. Імпульс­ний сигнал зі змінною шпаруватістю підсилюється за потужністю ви­хідним каскадом, що працює у ключовому режимі та надходить на вхід фільтра НЧ, який здійснює фільтрацію ВЧ складових та фактично демо­дуляцію сигналу. Середнє значення напруги на навантаженні

;

де — амплітуда напруги вихідного імпульсу, яка практично дорів­нює напрузі живлення; — тривалість імпульсу широтно–імпульсного модулятора; — період тактових імпульсів; — коефіцієнт запов­нення імпульсів.

Робочу точку такого підсилювача (режим спокою) вибирають за ; тоді у навантаженні виділяється значна потужність, що при­зводить до зменшення ККД підсилювача до 0,5 та менше. Це залежить від якості ФНЧ. Наявність значної постійної складової у вихідній на­прузі зменшує ефективність динамічних головок, спричиняє підмагнічування вихідних трансформаторів та різке зростання коефіцієнта нелінійних спотворень. Ці недоліки особливо виявляються, коли одер­жують велику вихідну потужність /десятки–сотні ватт/. У такому разі необхідно використати розділовий конденсатор з великою ємністю.

Збільшення ККД та реалізація режиму роботи без постійної скла­дової досягається застосуванням двотактного підсилювача (рис. 10.11). При підсиленні додатньої напівхвилі сигналу працює тільки ключ К.К.1, від’ємної — ключ К.К.2. Середнє значення струму у навантаженні за період вхідного сигналу дорівнює нулю, отже, відсутня постійна скла­дова.

Підсилювач вміщує два широтно–імпульсних модулятори: ШІМ–1 для перетворення додатньої напівхвилі вхідного сигналу та ШІМ–2 для від’ємної напівхвилі.

Рисунок 10.10 – Часові діаграми, що пояснюють принцип дії підсилювача з ШІМ

Рисунок 10.11 – Структурна схема двотактного підсилювача з ШІМ

Запитання та завдання для самоконтролю

1. В чому полягає відмінність каскадів кінцевого підсилення в порівнянні з каскадами попереднього підсилення?

2. Чим викликане обмеження вихідної потужності підсилювача в режимі класу А при заданому коефіцієнті нелінійних спотворень?

3. Які залежності вихідної потужності та коефіцієнта нелінійних спотворень ККП від величини опору навантаження?

4. Для схеми однотактного ККП з безпосереднім підключенням навантаженням і вихідною потужністю 0,1 Вт на опорі 80 Ом зробіть вибір з довідника а) біполярного транзистора і б) польового транзистора.

5. Які додаткові позитивні якості має двотактна схема порів­няно з однотактною?

6. Назвіть максимально досяжні значення ККД для підсилю­вальних каскадів, які працюють у режимах класу А, В, АВ, С, D.

7. Довести, що ККД каскаду, що працює у режимі класу В, більший за ККД каскаду, що працює у режимі класу А.

8. Нарисуйте якісно динамічні ВАХ підсилю­вальних каскадів, які працюють у режимах класу А, В, АВ, С, D. Дайте пояснення їх часовим характеристикам.

9. Чому в двотактному ККП відбувається збільшення вихідної потужності та зменшення коефіцієнта нелінійних спотворень у порівнянні з однотактною?

10. Для схеми двотактного ККП з безпосереднім підключенням навантаженням і вихідною потужністю 100 Вт на опорі 4 Ом зробіть вибір з довідника біполярних або польових транзисторів.

11. Як зміниться вихідна потужність підсилювального каскаду за зростання ?

12. Довести, що в спектрі вихідного струму двотактної схеми ККП відсутні парні гармоніки. При яких умовах?

13. Нарисуйте структурну схему однотактного підсилювача з ШІМ та поясніть функціональне призначення її блоків.

14. Нарисуйте структурну схему двотактного підсилювача з ШІМ та поясніть функціональне призначення її блоків.

Література [1, 19-21]

11 ОпераційнІ підсилювачі

11.1 Основні показники операційних підсилювачів та вимоги до них

Операційний підсилювач (ОП) – це підсилювач, що виконується на базі диференціального підсилювача постійного струму і повинен відповідати таким вимогам:

– мати великий вхідний опір (ідеальний – );

– мати малий вихідний опір (ідеальний – 0);

– мати великий коефіцієнт підсилення ( в смузі підсилення – нуль – одиниці МГц);

– забезпечувати підсилення як з інверсією сигналу, так і без інверсії;

– мати малий дрейф нуля.

Перша вимога дозволяє підключати ОП до будь-якого кола, не порушуючи його роботи. Друга вимога гарантує виконання ОП його функцій без відносно до величини і характеру навантаження, куди передається сигнал. Четверта забезпечує охоплення ОП зворотним зв'язком будь-якого виду (додатний чи від'ємний).

При виконанні усіх вказаних умов передатна характеристика усієї системи з великою точністю відповідає передатній характеристиці кола зворотного зв'язку і практично не залежить від параметрів ОП

.

Сучасна промисловість випускає багато типів інтегральних ОП, які мають малі габарити і масу, відносно дешеві і доступні.

Статичні і динамічні властивості ОП характеризуються сукупністю електричних параметрів, серед яких можна виділити:

– коефіцієнт підсилення (диференціальний)

;

– напруга зміщення () – напруга, яку необхідно прикласти між входами ОП для отримання нуля на виході;

– середній вхідний струм () – середнє арифметичне значення вхідних струмів, що вимірюється при такий вхідній напрузі, коли вихідна напруга дорівнює нулю

;

– різниця вхідних струмів, що вимірюється, коли напруга на виході ОП дорівнює нулю

;

– температурний дрейф вхідного струму – коефіцієнт, що дорівнює відношенню максимальної зміни вхідного струму ОП до зміни температури, що викликає зміну струму ;

– вхідний опір – опір одного з входів ОП, у той час як другий закорочений (вхідний опір диференціальному сигналу, );

– вхідний опір синфазному сигналу – величина, що дорівнює відношенню прирощення синфазної вхідної напруги до прирощення середнього вхідного струму ();

– коефіцієнт послаблення синфазного сигналу

,

де – коефіцієнт підсилення синфазної складової сигналу;

– коефіцієнт впливу нестабільності джерела живлення () –відношення зміни напруги зміщення до зміни однієї з напруг живлення, що викликає це зміщення;

– вихідний опір ()

;

– частота одиничного підсилення () – частота, на якій модуль коефіцієнта підсилення ОП дорівнює 1;

– гранична частота () – максимальна частота синусоїдального сигналу, при якому зберігається гарантований ефективний діапазон синусоїдальної вхідної напруги ОП;

– максимальна швидкість наростання вихідної напруги () – найбільша швидкість зміни вихідної напруги при прикладанні до входу ОП імпульсу прямокутної форми і максимальної амплітуди;

– напруга шуму ОП – містить три некорельовані складові: – складова, що зумовлена тепловим шумом (білий шум), – складова, що зумовлена дифузією неосновних носіїв; – складова, що викликана поверхневими явищами у напівпровідниках.

.

Типові амплітудні характеристики ОП () та амплітудно–частотні характеристики ОП подані на рис. 11.1 – 11.2.

Рисунок 11.1 – Амплітудні характеристики операційного підсилювача

Рисунок 11.2 – Амплітудно–частотна характеристика операційного підсилювача

ОП, не дивлячись на складну внутрішню структуру, може розглядатися як цільний елемент з гарантованими вхідними і вихідними параметрами. В багатьох випадках ОП можна замінити ідеалізованою моделлю, що має нескінченно великий коефіцієнт підсилення по напрузі у необмеженій смузі частот і нескінченно малі вхідні струми і напруги зміщення. На рис. 11.3 наведена еквівалентна схема реального ОП для НЧ.

Рисунок 11.3 – Еквівалентна схема операційного підсилювача (макромодель)

Колами, що поділені на сектори, на схемі позначені ідеальні підсумовувачі (чорний сектор означає інверсію вхідного сигналу).

11.2 Типові структури та каскади операційних підсилювачів

Схемотехнічно напівпровідникові інтегральні ОП частіше будуються за схемою прямого підсилення з диференціальними, однаковими за електричними параметрами, входами і двополярним (за амплітудою сигналу) виходом. Якщо немає сигналів керування, входи і виходи такого ОП знаходяться під нульовим потенціалом, тому ОП можуть безпосередньо охоплюватись колами ЗЗ і з'єднуватись послідовно.

Структурна і електрична принципова схема типового ОП (К140УД1) подана на рис.11.4 – 11.6. Структурна схема ОП може мати деякі відхилення, наприклад, може бути 3 каскади підсилення, може не бути схем захисту виходу ОП від КЗ.

Перший диференціальний каскад(ДК) з генератором стабільного струму (ГСС) має невеликий робочий струм, для збільшення вхідного опору. Струм другого ДК (схема переходу до несиметричного виходу) не фіксується ГСС, цей каскад має великий коефіцієнт підсилення. Зміщенням на VT 6 і резисторі R 7, керується ГСС вхідного каскаду і ГСС схеми зміщення сталого рівня сигналу VT 8. Зміщення створюється за рахунок падіння напруги на резисторі R 9, через який протікає струм ГСС2 на VT 8. Вихідний сигнал знімається з виходу емітерного повторювача VT 7. Діод VD 1, що знаходиться під зворотним зміщенням, виконує функцію коректувальна ємності.

Рисунок 11.4 – Типова структурна схема операційного підсилювача

ОП має два входи, які позначені + –, тобто неінвертувальний та інвертувальний. Джерело живлення, як правило, двополярне.

Рисунок 11.5 – Схема електрична принципова операційного підсилювача К140УД1

ОП К140УД1А випускається вже досить давно і тому його параметри суттєво гірші за параметри сучасних ОП, перш за все це стосується вхідного опору, коефіцієнта підсилення, споживаної потужності.

Підвищення вхідного опору в ОП досягається використанням у вхідних каскадах БТ з високим коефіцієнтом підсилення у мікрострумовому режимі чи МДН транзисторів.

Кращі показники має ОП К153УД1, табл. 11.1, його електричні характеристики дозволяють забезпечити використання у апаратурі різного призначення.

Вхідний диференціальний каскад VT 1 – VT 2 працює в режимі мікрострумів, що дозволяє забезпечити великий вхідний опір ОП, рис. 11.11.

Для забезпечення гарних показників вхідного ДК, схема другого каскаду також диференціальна, кожне плече реалізовано за модифікованою схемою Дарлінга з вхідним опором не менше 200 кОм, VT 3, VT 4, VT 5, VT 11.

Струм другого каскаду 0,6 мА створює на VT 10 у діодному включенні падіння напруги, що нормує струм VT 10. Другий каскад ОП симетрично навантажений на два емітерних повторювачі VT 7 та VT 8. Схема зміщення сталого рівня сигналу виконана на транзисторі VT 7. Вихідний каскад це двотактний емітерний повторювач VT 12, VT 13, VT 14, що працює у режимі класу В.

За допомогою ОП вдалося стандартизувати схеми багатьох пристроїв. Подальший розвиток ОП дозволив значно спростити методику їх застосування і підвищити точність встановлення передавальних функцій.

Для досягнення цієї мети було необхідним значно підвищити запас коефіцієнта підсилення і вхідний опір, звести до мінімуму кількість зовнішніх допоміжних елементів, покращити енергетичні показники ОП.

Для апаратури, що працює з батарейним живленням, економічність – параметр визначний. Для таких пристроїв випускаються мікропотужні ОП з цікавими властивостями: необхідне значення споживаного схемою струму, рівень вхідного опору і швидкодійність визначаються за програмою. Ці параметри залежать від номіналу зовнішнього резистора, який встановлює струм зміщення ОП (К153УД4, К710УД1). Мікропотужні ОП з параметрами, що вибираються за програмою, зручні у безкорпусному виконанні, коли кристал ОП монтується у мікрозборках. У таких випадках не завжди вдається гарантувати малий тепловий опір кристал–підкладки, тому їх потужність споживання не перевищує 1 – 10 мВт.

При розробці нових сучасних ОП слід звернути увагу на необхідність забезпечення деяких обмежень, що накладаються особливостями сучасної технології виготовлення ОП:

– невелике значення сумарного номіналу резисторів на підкладці;

– труднощі впровадження процесів підстроювання номіналів елементів;

– погана абсолютна точність номіналів резисторів від підкладки до підкладки;

– обмеження по тепловідведенні;

– труднощі виготовлення на одній підкладці транзисторів p–n–p і n–p–n структури.

Рисунок 11.6 – Схема електрична принципова операційного підсилювача К153УД1

11.3 Застосування зворотного зв’язку у операційних підсилювачах для утворення пристроїв аналогової обробки сигналів

Передавальна функція підсилювача повинна забезпечити точне трансформування рівня вхідного сигналу у рівень сигналу при навантаженні.

Якщо підсилювач має струмовий вхід (забезпечує виконання умов для генератора струму сигналу) і струмовий вихід (генерує струм у навантаженні, тобто при будь-яких змінах навантаження рівень вихідного струму лишається сталим, а вихідна напруга прямопропорційна ), у такому випадку основна передавальна функція такого підсилювача – коефіцієнт підсилення за струмом (генератор стабільного струму).

Якщо пристрій має струмовий вхід, але на виході генерує напругу (напруга у навантаженні не залежить від опору навантаження, тобто вихідний струм прямопропорційний номіналу навантаження), то основна функція такого підсилювача – передаточний опір , і такий пристрій має назву – трансформатор опору.

Якщо підсилювач керується напругою, але у навантаженні генерується струм сигналу, то це трансформатор провідності .

Якщо підсилювач керується напругою і генерує у навантаженні стабільну напругу – це підсилювач напруги .

Розглянуті передавальні функції підсилювача можуть бути реалізовані різним застосуванням ВЗЗ.

Чотири основні схеми введення ВЗЗ подано на рис.11.7, а-г.

а)

б)

в)

г)

Рисунок 11.7 – Функціональні схеми зворотного зв’язку в операційних підсилювачах

Наведені схеми відповідно реалізують:

– послідовний ВЗЗ за напругою;

– паралельний ВЗЗ за напругою;

– послідовний ВЗЗ за струмом;

– паралельний ВЗЗ за струмом.

Для отримання напруги ВЗЗ, пропорційній струму (див. рис. 11.7, в, г), використовується датчик струму , опір якого відповідає умові .

Основні параметри розглянутих схем наведені у табл. 11.2.

Таблиця 11.2 – Параметри схем ОП з ВЗЗ на рис. 11.7, а-г

Вклю- чення	Підсилювач	Схема, рис. 11.7	Основні передавальні функції	Вхідний опір	Вихідний опір
Неінвертувальне	Напруги	а		Великий	Малий
Трансформатор провідності	в		Великий
Інвертувальне	Трансформатор опору	б		Малий	Малий
Струму	г		Великий

Розглянуті варіанти схем використовуються для побудови практично усіх схем підсилювачів.

11.4 АЧХ та ФЧХ операційного підсилювача

АЧХ підсилювача з безпосередніми зв'язками практично рівномірна від постійного струму () до деякої частоти зрізу (). Спад характеристики у ВЧ області викликає інтерес до частоти, на якій коефіцієнт підсилення схеми по напрузі зменшується до одиниці. Смуга частот, що відповідає , зветься смугою одиничного підсилення (unity gain bandwidth).

ОП вміщує два–три каскади, кожний з яких може бути змодельований у вигляді RC –ланки, що утворюється великим вхідним опором каскаду і вхідною ємністю наступного каскаду. Тому передавальну функцію такого ОП можливо подати у такому вигляді:

,

де – коефіцієнт передачі ОП на постійному струмі.

Швидкість падіння результуючої АЧХ ОП (рис. 11.8, а) послідовно збільшується на – 20дБ/дек. ФЧХ одного каскаду ОП може бути подана у вигляді тангенсоїди = , яку у логарифмічному масштабі зручно апроксимувати зламаною лінією, що має стрибок – 90⁰ на частоті зрізу. Тому результуюча ФЧХ ОП послідовно збільшується на – 90⁰, рис. 11.8, б.

Рисунок 11.8 – АЧХ та ФЧХ некоректованого операційного підсилювача

Помилки апроксимації діаграми Боде (АЧХ і ФЧХ, що побудовані з використанням логарифмічного масштабу) прямими лініями на частоті зрізу не перевищують для АЧХ 3дБ, а ФЧХ на частотах i відповідно +10.7⁰ і –10.7⁰.

11.5 Забезпечення стійкості операційних підсилювачів, що охоплені зворотним зв’язком

Для того, щоб виключити амплітудно–фазові спотворення у заданій смузі частот, необхідно в цій смузі забезпечити рівномірну АЧХ і лінійну ФЧХ. Це досягається за допомогою ВЗЗ. Але, необхідно мати на увазі, що якщо лінія перетинає ділянку спаду АЧХ, що має швидкість падіння –40 або –60дБ/дек, зсув фази вихідного сигналу ОП відносно вхідного досягає – 180⁰ чи перевищує цю величину. Разом з початковим (схемотехнічним) зсувом фаз між інверсним входом і виходом ОП, що дорівнює – 180⁰, сумарний зсув фаз у колі ВЗЗ на частоті буде складати – 360⁰, що викличе самозбудження схеми, якщо на цій частоті коефіцієнт підсилення пристрою ще перевищує 1.

Таким чином, для ОП, що має АЧХ вказаного типу, недоцільно забезпечувати глибину ВЗЗ більшу, ніж , оскільки безпосередньо за другою частотою зламу сумарний фазовий зсув у колі ВЗЗ буде додатний (тобто, до зсуву фаз між інвертувальним входом і виходом ОП додається внутрішній зсув, більший за 180⁰) і схема самозбуджується.

Тому основна вимога забезпечення стійкості пристрою на некоректованому ОП така: пряма, що відповідає підсиленню , яке вимагається від пристрою на ОП із замкненим колом ВЗЗ, повинна обов'язково перетинати ділянку АЧХ з нахилом –20 дБ/дек. Ця вимога відповідає максимально можливому запасу фази у колі ВЗЗ до самозбудження (для частоти запас фази 90⁰, а для – 0⁰).

У більшості випадків може бути достатним і менший запас фази на самозбудження, тому у підсилювачах з замкненим колом ВЗЗ вдається використовувати також частину ділянки з нахилом –40дБ/дек. В цьому випадку АЧХ підсилювача буде мати викид поблизу частоти , а на перехідній характеристиці з'явиться значний викид, що характерний для систем з відносною стійкістю.

Цю вимогу дуже важко забезпечити, коли ОП включений як повторювач напруги оскільки при цьому коефіцієнт передачі у колі ЗЗ дорівнює коефіцієнту передачі при розімкненому колі ЗЗ.

Максимальний запас фази на самозбудження особливо бажаний у тих випадках, коли навантаження схеми у процесі роботи змінюється чи має ємнісний характер. У останньому випадку вихідний опір ОП утворює з фазозсувне коло, внаслідок чого можливе самозбудження навіть у тому випадку, якщо ОП має деякий запас стійкості за фазою.

Усунути самозбудження схеми на ОП можливо за рахунок зрізання зайвої смуги підсилення, щоб сумарна (результуюча) АЧХ ОП проходила з нахилом –20 дБ/дек через точку одиничного підсилення . Зсув фаз у такому підсилювачі на всьому ВЧ спаді сталий і дорівнює 90⁰. Такий ОП має повністю оптимально скоректовану частотну характеристику і зветься скоректованим ОП. Зміна АЧХ трикаскадного ОП за допомогою RC –ланок з різними номіналами елементів показана на рис. 11.7.

Для кожного конкретного типу ОП рекомендується відповідний набір RC –ланок, що підключаються до спеціальних високоомних точок схеми ОП. Ці точки вибираються з таким розрахунком, щоб зменшити номінали елементів кола корекції. У ряді випадків ОП випускаються постійно скоректованими. У коректованому ОП критерій стійкості задовольняється навіть тоді, коли вони включаються за схемою повторювача. В таких ОП за допомогою простої резистивної ланки у колі ВЗЗ можна отримати будь-яке значення коефіцієнта підсилення і при цьому не буде виникати самозбудження.

Коректувальні ланки можуть підключатися до входів ОП. ОП з більше ніж двома ланками корекції зустрічаються рідко, оскільки таким чином ускладнюється проектування, регулювання і експлуатація апаратури. Номінали коректувальних ланок і відповідні діаграми Боде наводяться у інструкціях з застосування конкретних ОП.

Рисунок 11.9 – Корекція АЧХ операційного підсилювача RC –ланками

11.6 Запитання та завдання для самоконтролю

1. Використовуючи довідкову літературу виберіть типи ОП, що забезпечують найбільший коефіцієнт підсилення, найбільший вхідний опір, найбільшу швидкодію.

2. Які шляхи побудови ОП з ідеальними характеристиками?

3. Визначить допустиму швидкість спаду АЧХ ОП, якщо градація частоти задається в октавах.

4. Яку кількість каскадів повинен мати ідеальний ОП і чому?

5. При яких умовах передатна функція ОП визначається тільки параметрами зовнішнього кола?

6. Назвіть основні параметри та характеристики ОП.

7. Наведіть основні схеми включення ОП і охарактеризуйте тип зворотного зв'язку, що в них застосовується.

8. Запишіть рівняння основних параметрів каскадів на ОП, охоплених такими зворотніми зв’язками:

– послідовний за напругою;

– паралельний за напругою;

– послідовний за струмом;

– паралельний за струмом.

Поясніть їхній принцип дії.

9. Доведіть, що некоректований ОП може збуджуватись. При яких умовах?

Література [30-34]

12 каскАди на операційних підсилювачах,
що здійснюють операції над сигналом

12.1 Інвертувальні каскади

На практиці часто застосовується інвертувальне включення, що являє собою схему включення ОП з паралельним ВЗЗ за напругою, рис. 12.1.

Рисунок 12.1 – Функціональна схема інвертувального підсилювача

Якщо вважати, що власний вхідний опір ОП досить великий, відомо, що в ідеальному ОП він прямує у нескінченність, то струм від джерела сигналу в ОП не протікає і дорівнює

.

Струм сигналу при вказаних умовах може протікати тільки через резистор , створюючи на ньому падіння напруги

.

Падіння напруги на резисторі з великою точністю дорівнює напрузі вихідного сигналу , тобто потенціал лівої (на схемі) точки резистора , що підключений до точки підсумовування струмів практично дорівнює нулю. В цій точці створюється, так званий, штучний нуль потенціалу у схемі, чи, інакше, точка штучного заземлення

.

Відповідно, коефіцієнт підсилення за напругою для цієї схеми буде дорівнювати

,

де – коефіцієнт зворотного паралельного зв'язку за напругою.

У першому наближенні можна вважати, що вхідний опір пристрою, на основі інвертувального включення ОП, з боку джерела сигналу, дорівнює

,

величина цього опору, як правило, не значна.

Вихідний імпеданс цієї схеми, як показано в табл. 11.2

.

Для балансування схеми за постійним струмом вмикається додатковий резистор опром

.

З метою вилучення помилкової напруги, у випадку, коли ця схема працює як підсилювач постійного струму, необхідно строго забезпечити рівність сумарних опорів, що включені у кола неінвертувального і інвертувального входів ОП.

Найпростішою схемою використання ОП у інвертувальному включенні є інвертувальний повторювач вхідного сигналу, рис. 12.2, де забезпечена умова .

Для цієї схеми , тому

,

тобто , .

Рисунок 12.2 – Функціональна схема інвертувального повторювача вхідного сигналу

Для аналогового підсумовування сигналів (мікшер) використовується схема інвертувального підсумовувача, рис. 12.3, вихідна напруга якої

.

Рисунок 12.3 – Функціональна схема інвертувального суматора сигналів

Функціональні схеми регулювання коефіцієнта підсилення інвертувального підсилювача наведені на рис. 12.4, а, б

Перша схема відрізняється тим, що при регулюванні змінюється її вхідний опір, а залежність коефіцієнта підсилення нелінійна. Для другої схеми (б) характеристика регулювання лінійна.

Рисунок 12.4 – Функціональні схеми регулювання коефіцієнта підсилення
інвертувального підсилювача

12.2 Неінвертувальні каскади

Другою схемою включення ОП є неінвертувальне включення, яка наведена на рис. 12.5. Ця схема є схемою включення ОП з послідовним зворотним зв'язком за напругою.

Рисунок 12.5 – Функціональна схема неінвертувального підсилювача

В цій схемі напруга зворотного зв'язку створюється подільником ,

,

але оскільки напруга між входами ОП близька до нуля, можна вважати, що , тому ідеальний ОП має в цій схемі включення коефіцієнт підсилення за напругою

,

,

де – коефіцієнт передачі кола зворотного зв’язку.

Резистор вмикається в схему для балансування по вхідних струмах, у випадку якщо опір джерела сигналу великий .

Вхідний опір неінвертувального включення ОП з боку джерела сигналу досить значний

,

а вихідний опір малий

.

Функціональна схема неінвертувального повторювача (буферного підсилювача) наведена на рис. 12.11.

Рисунок 12.6 – Функціональна схема неінвертувального повторювача

В цій схемі і відповідно

.

Вхідний опір цієї схеми для змінного сигналу дорівнює

,

а вихідний відповідно

,

тобто прямує до нуля.

Неінвертувальний повторювач напруги застосовується для узгодження джерела сигналу з великим внутрішнім опором, з малим опором навантаження. Такий режим інколи зветься буферним.

На рис. 12.7 наведена функціональна схема неінвертувального суматора двох сигналів, що має коефіцієнт підсилення 2.

Рисунок 12.7 – Функціональна схема неінвертувального суматора

Функціональна схема підсилювача змінної напруги з великим вхідним опором і коефіцієнтом підсилення 11 наведена на рис. 12.8.

Рисунок 12.8 – Функціональна схема підсилювача змінної напруги

12.3 Диференційні каскади

Диференційна схема включення ОП (див. рис. 12.9) є поєднанням інвертувальної і неінвертувальної схем.

Рисунок 12.9 – Функціональна схема диференційного включення ОП

Для пояснення принципу дії цієї схеми, треба мати на увазі, що різниця напруг між входами ОП приблизно дорівнює нулю, тобто , а струми сигналів не течуть на входи ОП. Для розрахунку коефіцієнта передачі цієї схеми необхідно скласти систему рівнянь. Для першого входу маємо

,

або

.

Для другого входу

,

враховуючи, що , то відповідно

,

або

.

Схема диференційного включення ОП з множенням різниці двох сигналів на коефіцієнт наведена на рис. 12.10, вибір значення коефіцієнта здійснюється резисторами. Вихідна напруга у такому випадку дорівнює

.

Рисунок 12.10 – Функціональна схема диференційного підсилювача

Диференційне включення ОП дозволяє побудувати схему регулювання коефіцієнта підсилення, яка одночасно дозволяє змінювати знак передатної функції (це означає, що при крайніх положеннях бігунка сигнал змінює фазу), рис. 12.11.

Рисунок 12.11 – Функціональна схема фазообертача

Якщо необхідно побудувати на ОП підсилювач змінної напруги з однополярним джерелом живлення, можна також використовувати варіанти диференціального включення ОП, рис. 12.12.

Рисунок 12.12 – Функціональна схема інвертувального підсилювача

з однополярним живленням

Наведена схема є для сигналу інвертувальною і має , але, коли , схема підсилює потенціал зміщення

,

для якого вона є не інвертувальною

.

Якщо вимагати, щоб стала складова вихідної напруги дорівнювала , то отримаємо

.

Спрощуючи вираз можна отримати співвідношення для розрахунку елементів схеми

.

Аналогічним чином може бути побудована неінвертувальна схема з однополярним джерелом живлення.

12.4 Інтегрувальні і диференціювальні каскади

Як відомо, у випадку, якщо підсилення ОП досить значне, то передатна функція пристрою визначається тільки параметрами кола ЗЗ.

Якщо взяти за основу інвертувальне включення ОП і виконати провідності і (ВЗЗ) з різних з'єднань і , то з'являється можливість отримати будь–яку необхідну АЧХ. Таким чином може бути реалізований ФНЧ, ФВЧ, СФ і т.д.

Використовуючи у якості елементів ЗЗ , , рис. 12.13, знайдемо коефіцієнт передачі такого пристрою

.

Вихідна напруга у такому випадку буде дорівнювати

.

Рисунок 12.13 – Функціональна схема інтегрувального і диференцювального

підсилювач

Після переходу від зображення до оригіналу, враховуючи, що діленню зображення на оператор у часовій області відповідає інтегрування оригіналу, отримаємо

.

Тобто вихідна напруга такого пристрою пропорційна інтегралу вхідної. Якщо прикласти до входу інтегратора сталу напругу, то напруга на виході буде змінюватися лінійно у відповідності з виразом

.

Такий пристрій може виконувати функцію ФНЧ першого порядку.

Якщо до неінвертувального входу ОП додатково підключити пасивний інтегратор, то такий пристрій буде інтегрувати різницю вхідних напруг

,

для випадку, коли .

Схема диференціювального підсилювача може бути реалізована у випадку, якщо , а . Коефіцієнт передачі такого пристрою у операторній формі має вигляд

,

а вихідна напруга відповідно

.

Після перетворення відповідно отримаємо

,

тобто, вихідна напруга пропорційна диференціалу вхідної.

Вхідний опір такого підсилювача ємнісний, тому його стійкість досить низька. Для забезпечення стійкості виникає необхідність застосування спеціальних кіл корекції частотної характеристики. Дещо покращити стійкість можлна шляхом послідовного включення з ємністю С невеликого додаткового опору.

Такий пристрій може виконувати функцію ФВЧ першого порядку.

12.5 Логарифмічні та антилогарифмічні каскади

Для реалізації операції логарифмування чи антилогарифмування (піднесення до степеня) ОП охоплюється нелінійним ЗЗ, рис. 12.13.

У якості нелінійного елемента звичайно застосовуються діоди. Відомо, що залежність між напругою на такому діоді і струмом, що протікає через нього має вигляд

,

де – струм втрат діода (зворотнозміщеного p–n переходу); – напруга, що прикладена до діода; – коефіцієнт, що залежить від температури.

Рисунок 12.14 – Функціональна схема логарифмічного і антилогарифмічного

підсилювача

Якщо включити діод у коло зворотного зв'язку і вважати ОП ідеальним, то струм, що протікає через цей діод буде дорівнювати

.

Після перетворень першого виразу маємо

,

,

.

Після підстановки другого виразу () отримаємо

,

враховуючи, що напруга на діоді ЗЗ дорівнює вихідній, відповідно маємо

,

Змінна складова вихідної напруги визначається першим доданком, тому можна вважати, що вихідна напруга пропорційна логарифму вхідної. Тобто, таким чином може бути побудований підсилювач з логарифмічною амплітудною характеристикою, такий пристрій призначений для компресії динамічного діапазону вхідного сигналу і, тому, інколи носить назву компресор. Для отримання вказаної залежності діод повинен працювати у режимі мікрострумів, тому резистор R, необхідно вибирати значного номіналу. Для розширення динамічного діапазону у таких підсилювачах може застосовуватись у колі ЗЗ p–n перехід транзистора (база – емітер). Така схема може працювати з сигналами різної полярності.

Якщо включити діод у коло прямої передачі, то можна отримати антилогарифмічний підсилювач, оскільки вихідна напруга у цій схемі буде дорівнювати

,

тобто, таким чином може бути побудований підсилювач з експоненціальною (показниковою) амплітудною характеристикою, тобто – експандер.

Експандер призначений для розширення динамічного діапазону сигналів і включається, як правило, на виході компресора. Сукупність компресор–експандер носить назву компандер і призначена для покращення шумових характеристик тракту передачі.

Разом з використанням схем з нелінійним ЗЗ є і інші методи отримання логарифмічної амплітудної характеристики, це так звані методи паралельного і послідовного підсумовування сигналів.

Прикладом реалізації логарифмічної характеристики таким методом є МС К174УП2. Логарифмічна характеристика у цьому випадку отримується методом кускової апроксимації необхідної амплітудної характеристики. Крутість підсилення () для кожного каскаду МС різна, що досягається за рахунок зниження рівня сигналу при використанні подільника сигналу. Підсумовуючи потім усі сигнали можна отримати необхідну результуючу амплітудну характеристику, рис. 12.15 (а, б). За рахунок того, що реальні підсилювачі мають нелінійну

Рисунок 12.15 – Метод паралельного підсумовування сигналу

передатну характеристику, реальна характеристика є більш наближена до ідеальної. З використанням однієї МС К174УП2, що вміщує чотири каскади, можна реалізувати двоканальний логарифмічний підсилювач з динамічним діапазоном по вхідному сигналу 50 дБ, чи одноканальний 100 дБ.

12.6 Аналогові помножувачі та подільники

Розглянуті вище нелінійні підсилювачі знаходять широке застосування при нелінійній обробці сигналів, наприклад, перетворення частоти вимагає перемноження двох функцій сигналу і гетеродина. Виділення сигналу на фоні шуму потребує підсумовування квадратів сигналу і шуму з наступним усередненням цього результату. Така обробка сигналів може бути здійснена на основі вже розглянутих пристроїв.

Приклад використання пристроїв на ОП для вказаних вище цілей наведений на рис. 12.16 і рис. 12.17.

Рисунок 12.16 – Структура аналогового пристрою піднесення до степеня

Для отримання добутку сигналів попередньо прологарифмований сигнал підсумовується. Для ділення різниця логарифмів потенціюється.

Окрім вказаних методів множення та ділення сигналів існують спеціалізовані помножувачі на МС, які умовно можна розділити на дві групи, інструментальні помножувачі та загального використання (двійний балансний змішувач). Перша група використовується у аналогових ЕОМ, а також у низькочастотних колах обробки сигналів і має високу точність множення і вузький діапазон частот (одиниці МГц). Друга група має низьку точність перемноження сигналів і використовується на частотах від 0 до 100.0 МГц.

Рисунок 12.17 – Функціональна схема аналогового подільника сигналів

Вихідна напруга помножувача визначається виразом

,

де – масштабний коефіцієнт.

Точність множення може бути визначена з виразу

,

і складає 0.1 – 0.01 % у залежності від призначення помножувача.

Прикладом аналогових помножувачів сигналів можуть служити МС К525ПС1, К526ПС2, К174ПС1.

12.7 Перетворювачі опору. Конверсія та інверсія імпедансу

Електронна зміна імпедансу (конверсія) або зміна його характеру на зворотний (інверсія) може відбуватися різними способами. Додатковою вимогою до ОП в цьому випадку є наявність високого вхідного і вихідного опору.

Для більш чіткого уявлення можливостей реалізації конверторів і інверторів імпедансу будемо вважати, що ОП має . Остання умова може бути реалізована включенням у колекторне коло вихідного емітерного повторювача ОП додаткового навантажувального резистора.

Функціональна схема реалізації конвертора імпедансу на ОП зображена на рис. 12.18.

Рисунок 12.18 – Функціональна схема конвертору імпедансу

Враховуючи, що ємність конденсатора зворотного зв'язку створює і, що прямим проходженням сигналу через це коло можна знехтувати, отримаємо , або . Таким чином, якщо ОП має , то з'являється можливість збільшити ємність конденсатора у десятки тисяч разів.

Враховуючи вираз для і те, що при і дійсної величини добутку вхідний опір , де . Таким чином відбувається перетворення ємності у індуктивність, у тому сенсі, що струм, який протікає через неї, запізнюється відносно прикладеної напруги, а опір зростає з частотою. Такий пристрій ще носить назву гіратора.

Для інверсії ємності навантаження у необхідне значення вхідної індуктивності підсилення ОП може бути дуже малим і повинно залежати від навантаження. Це можливо тільки при великому вихідному опорі ОП.

Функціональна схема інвертора з ОП показана на рис. 12.19 (ОП має високоомний вихід).

Рисунок 12.19 – Функціональна схема інвертору імпедансу

Якщо вибрати резистор зворотного зв'язку з великим опором, можна вважати, що виконується наступна умова

і у власній провідності виходу можна знехтувати у порівнянні з .

Тоді

,

де

У такому випадку опір на вході пристрою є не чисто індуктивного характеру, а відповідно зашунтованим резистором . Зрозуміло, що при малих значеннях вхідна індуктивність буде мати малу добротність. Змінювати добротність можливо, впливаючи на підсилення ОП. Чим менше підсилення , тим більше еквівалентна індуктивність на вході. Ця обставина призводить до того, що замість ОП можуть використовуватися і більш прості пристрої.

Як приклади реалізації вказаних принципів розглянемо дві схеми на ОП, керованого напругою ємнісного помножувача (рис. 12.20) та імітатора індуктивності (рис. 12.21).

Рисунок 12.20 – Функціональна схема помножувача ємності

Рисунок 12.21 – Функціональна схема еквівалентної індуктивності

Якщо в схемі керованого напругою ємнісного помножувача опір ЗЗ звести до входу, то відповідний вхідний опір буде визначатися за виразом , а відповідна вхідна провідність . Якщо у колі ЗЗ використовується конденсатор , то схема працює як ємнісний помножувач. При цьому якщо коефіцієнт підсилення змінюється, то відповідно буде змінюватись і вхідна ємність.

Вхідний опір імітатора індуктивності зворотно пропорційний опору ЗЗ і визначається виразом . Якщо конденсатор ємністю , то вхідний опір – , тобто вхідний опір еквівалентний індуктивності .