Главная Случайная страница Контакты | Мы поможем в написании вашей работы! | ||
|
Если число двоичных разрядов АЦП составляет т, то реальный динамический диапазон Его обычно выражают в децибелах: При данных значениях Dp и b требуемое число двоичных разрядов АЦП можно найти по формуле
(с округлением до целого).
5.9 ЦИФРОВЫЕ ВОЛЬТМЕТРЫ С ЖЕСТКОЙ ЛОГИКОИ
Как уже отмечалось, выпускаются приборы постоянного тока, переменного тока и универсальные. Современные цифровые вольтметры переменного тока и универсальные чаще всего представляют собой сочетание цифрового вольтметра постоянного тока и высокоточного измерительного преобразователя напряжения переменного тока в напряжение постоянного тока (эти преобразователи содержатся во входном блоке структурной схемы). Значение выходного напряжения преобразователя соответствует определенному параметру входного напряжения, например среднеквадратическому значению. Показание вольтметра чаще всего выражено в среднеквадратических значениях синусоидального напряжения (у вольтметров импульсного тока — в пиковых).
Учитывая изложенное, при рассмотрении принципов действия различных видов вольтметров, выполненных по схемам с жесткой логикой, будем полагать их вольтметрами постоянного тока.
Время-импульсный вольтметр. В основе работы время-импульного вольтметра лежит преобразование измеряемого напряжения постоянного тока в интервал времени, значение которого измеряется цифровым измерителем (заполнение счетными импульсами).
Рис. 5.16
Преобразование осуществляется путем сравнения измеряемого напряжения с линейно-изменяющимся напряжением (однократное интегрирование).
Структурная схема прибора приведена на рис. 5.16. Ее работу поясняют графики, изображенные на рис. 5.17. Напряжение измеряется циклами, задаваемыми блоком управления. В начале цикла (момент t1 рис. 5.17,а) тактовый импульс, посылаемый из блока управления, сбрасывает в нуль показание счетчика, оставшееся от предыдущего цикла, запускает компаратор и генератор линейно-изменяющегося напряжения.
Измеряемое напряжение U изм, подводимое к входу 1 компаратора (для упрощения рассуждений положим, что коэффициент передачи входного блока равен единице), сопоставляется в нем с линейно-изменяющимся напряжением uлин (рис. 5.17,6), подаваемым на вход 2 компаратора от генератора. В момент t2 фиксируется равенство значений напряжений. На выходе компаратора формируется прямоугольный импульс длительностью Δt =t2-t1 (рис. 5.17, в), поступающий на вход 1 временного селектора и служащий стробирующим. Он заполняется счетными импульсами (рис. 5.17, г), подводимыми к. входу 2 селектора. Счетчик подсчитывает число т импульсов, поступающих на его вход за интервал времени Δ t (рис. 5.17,5). Результат измерения отображается соответствующим цифровым дисплеем.
Пользуясь графиками и формулой (4.2), несложно показать, что — скорость нарастания линейного напряжения (численно равная тангенсу угла наклона линии uлин к оси времени). В приборе отношение выбрано равным 10 ь (Ь — целое число) и поэтому т. е. прибор непосредственно показывает значение
Рис. 5.17
Измеряемого напряжения (число Ь определяет положение запятой в числе т).
Как видно из рассмотренного принципа действия вольтметра, его точность в большой мере зависит от характеристик линейно изменяющегося напряжения. Вырабатывающий его генератор выполнен по схеме интегратора, который представляет собой операционный усилитель с большим коэффициентом усиления, охваченный глубокой отрицательной обратной связью посредством RС- цепи (§ 3.4). К входу интегратора подключен источник образцового напряжения постоянного тока Uобр. На выходе получается линейно-изменяющееся напряжение когда При высокой стабильности образцового напряжения выходное напряжение интегратора характеризуется высокой степенью линейности (можно добиться, чтобы коэффициент нелинейности не превосходил значения 10 -6).
Высокая степень линейности напряжения, с которым сравнивается измеряемое напряжение, — несомненное достоинство рассмотренного время-импульсного вольтметра, но для него характерны два существенных недостатка, заметно понижающих точность прибора: смещение (дрейф) нуля и непостоянство наклона линейно-изменяющегося напряжения, обусловленное изменением параметров R и С компонентов цепи обратной связи интегратора. Эти недостатки послужили причиной того, что подобные время-импульсные вольтметры (с однократным интегрированием) были в значительной степени вытеснены вольтметрами с двойным интегрированием.
Для уменьшения погрешности вольтметра, связанной со смещением нуля, в схемы более поздних выпусков был введен второй компаратор (аналогичный первому), у которого один из входов соединен с корпусом прибора, а второй — с выходом генератора линейно-изменяющегося напряжения.
К другим погрешностям время-импульсного вольтметра относятся погрешности, вносимые компараторами, и погрешности, присущие цифровому измерителю интервалов времени (§ 4.3): нестабильность частоты следования счетных импульсов и погрешность дискретности (±1 младшего разряда счета).
Вольтметры с двойным интегрированием. Как уже отмечалось, точность описанного варианта время-импульсного преобразования зависит от постоянства наклона линейно-изменяющегося напряжения. Соблюдение этого условия потребовало усложнения схемных решений, использования высокостабильных деталей и термостатирования, тщательного монтажа. Указанного недостатка лишен метод двойного интегрирования (его иногда называют «интегрированием вверх — вниз»).
Он оказался весьма удобным для аппаратурного осуществления цифровых вольтметров на основе интегральных микросхем. Приборы, воплощающие этот метод, — одни из наиболее распространенных типов цифровых вольтметров.
Идею метода несложно представить, воспользовавшись структурной схемой вольтметра (рис. 5.18) и графиками на рис. 5.19.
Рис. 5.18
Измеряемое значение напряжения преобразуется в пропорциональное число счетных импульсов. Цикл преобразования Tц состоит из двух интервалов времени T1 и T2, задаваемых соответственно длительностью импульса и паузой между импульсами (рис. 5.19, а). В начале цикла блок управления вырабатывает прямоугольный импульс калиброванной длительности T1 (с крутыми фронтом и срезом), который подается на вход 3 электронного переключателя. В течение интервала Т1 на вход интегратора через входной блок и электронный переключатель поступает измеряемое напряжение постоянного тока. Начинается первый такт интегрирования (вверх), при котором выходное напряжение интегратора растет по линейному закону (рис. 5.19,6). Крутизна этого напряжения пропорциональна значению Uизм.
Продолжительность первого такта интегрирования равна длительности T1 управляющего импульса. В момент окончания импульса (t1) электронный переключатель отключает со входа интегратора источник измеряемого напряжения и соединяет вход интегратора с источником образцового напряжения Uобр, полярность которого противоположна полярности измеряемого напряжения.
Начинается второй такт интегрирования («вниз»), в течение которого напряжение на выходе интегратора линейно убывает (рис.5.19,б).
Рис. 5.19
Выходное напряжение интегратора подводится к входу 1 компаратора, вход 2 которого соединен с корпусом прибора. Поэтому момент t2, когда напряжение на выходе интегратора становится равным нулю, определяет окончание второго такта интегрирования.
С выхода компаратора на вход 1 временного селектора подается прямоугольный стробирующий импульс длительностью Δt=t2 - t1 (рис. 5.19,г), который заполняется счетными импульсами (рис. 5.19,гид), подсчитываемыми счетчиком. Их число пропорционально измеряемому значению напряжения. Цикл измерения 'закончен.
Начало следующего цикла задаётся фронтом очередного управляющего импульса длительностью Т1 посылаемого управляющим устройством.
Установим связь между длительностью стробирующего импульса Δt и измеряемым значением напряжения U изм. Напряжение на выходе интегратора при интегрировании «вверх» в произвольный момент (начало отсчета времени — момент появления фронта импульса длительностью Т1)
где RС — постоянная времени, зависящая от параметров элементов схемы интегратора; Uвх=U изм — напряжение на входе интегратора.
В конце интервала Т 1 интегрирования «вверх»
Так как процесс интегрирования образцового напряжения заканчивается, когда выходное напряжение интегратора становится равным нулю, то, положив в (5.21) получим
(5.22)
Из (5.22) видно, что интервал прямо пропорционален измеряемому значению напряжения и не зависит от постоянной времени интегратора. В этом достоинство метода двойного интегрирования, так как для его осуществления не требуются схемы с высокостабильными элементами. Кроме того, интервал не зависит от начального напряжения, что имеет место при обычном время-импульсном преобразовании. Коэффициент пропорциональности значений Δt и Uизм представляет собой отношение T1/Uобр. Так как длительность импульса T1 и образцовое напряжение могут поддерживаться постоянными с высокой точностью, то погрешность преобразования напряжения в интервал времени весьма мала.
Несложно установить связь между числом т импульсов, сосчитанных счетчиком, и измеренным значением напряжения. Если частота следования счетных импульсов Fсч (период Тсч), то согласно (4.2)
(5.23)
Сопоставление (5.22) и (5.23) приводит к выражению
(5.24)
Стробирующий импульс длительностью Т 1 формируется в блоке управления (рис. 5.18) из счетных импульсов путем деления частоты их следования. Если коэффициент деления q, то Т1= q Тсч и тогда
(5.25)
Для данного прибора отношение — постоянная величина. Ее выбирают равной 10k В. При этом и прибор получается прямопоказывающим.
Метод двойного интегрирования позволяет осуществить эффективную защиту от помех нормального (последовательного) вида, измерять напряжения обеих полярностей, получать большое входное сопротивление прибора, достаточно малую погрешность измерений.
При работе цифровых вольтметров наиболее интенсивно проявляется сетевая помеха (fпом =50 Гц). В вольтметре, работающем по методу двойного интегрирования, высокий коэффициент подавления сетевой помехи достигается рациональным выбором интервала интегрирования Т1, кратным периоду сетевой помехи (1/50 с=20 мс).
Последняя сильно подавляется (более подробно см. § 5.8).
Несложно заметить, что в (5.25) непосредственно не входит частота следования Fсч счетных импульсов. От ее номинального значения зависит погрешность дискретности, но эта погрешность сохраняется практически постоянной при изменении значения Fсч в небольших пределах. С учетом этого обстоятельства схему генератора счетных импульсов строят так, чтобы его выходной сигнал синхронизировался напряжением питающей сети. При этом интервал Т1 кратен периоду сетевой помехи и даже, если он изменится, кратность сохранится.
Имеются цифровые вольтметры, в которых осуществляется тройное (трехкратное) интегрирование. Для них характерно более высокое быстродействие.
Основные составляющие погрешности цифрового вольтметра, работающего по методу двойного интегрирования, — погрешности преобразования и сравнения.
Погрешность преобразования не зависит от параметров компонентов R и С интегратора; она определяется нестабильностью длительности Т1 прямоугольного импульса, задающего интервал первого интегрирования («вверх»), недостаточно высокой точностью и нестабильностью образцового напряжения, а также недостаточно высокой степенью линейности выходного напряжения интегратора при втором интегрировании («вниз») вследствие паразитного эффекта в конденсаторе, называемого диэлектрическим поглощением [95].
Погрешность дискретности может иметь место при измерении интервала Δt (она рассмотрена в § 4.3). Максимальное значение абсолютной погрешности составляет ±1 младшего разряда счета, а максимальное значение относительной погрешности дискретности
(5.26)
Из (5.26) видно, что повышение точности измерений требует увеличения числа т, соответствующего данному значению U кзм. Иначе говоря, измерения тем точнее, чем больше число разрядов, индицируемых цифровым дисплеем вольтметра. Чтобы пояснить, как эта задача решается в приборах с двойным интегрированием, запишем (5.24) в виде
Так как у конкретного вольтметра отношение
то
Несложно установить, что при определенном значении напряжения U изм число т растет, если увеличивается интервал T1 интегрирования («вверх»). Следовательно, изменение числа индицируемых разрядов (цены 1 младшего разряда счета) достигается изменением интервала интегрирования Т1.
Вольтметры поразрядного уравновешивания. Сущности метода, называемого также методом взвешивания, заключается в сравнении измеряемого напряжения с рядом образцовых напряжений, значения которых различаются по определенному закону, например, по закону последовательного расположения разрядов двоичного кода. Число, соответствующее набору образцовых напряжений, которым компенсируется измеряемое значение, представляет это значение в закодированной форме. Таким образом напряжение преобразуется в числовой эквивалент.
Напомним, что любое целое число N можно представить в виде
где h — основание системы счисления; аi — разрядный коэффициент, i— номер разряда; п — количество разрядов числа N.
В двоичной системе счисления n-разрядное число N запишется так:
(5.27)
где разрядные коэффициенты а могут принимать только два значения: 0 или 1.
Для формальной записи числа используют одни разрядные коэффициенты,
т. е.
Как следует из (5.27), число N определено, если найдены все разрядные коэффициенты аi. Эта задача при измерении напряжений и решается с помощью цифрового вольтметра поразрядного уравновешивания.
Структурная схема прибора приведена на рис. 5.20. Для пояснения ее работы воспользуемся числовым примером: для упрощения и наглядности рассуждений предположим, что у данного вольтметра n = 6, т. е. шесть двоичных разрядов (младший разряд соответствует 1 мВ) и ожидаемое значение напряжения U зм= =40,7(10) мВ. Это напряжение подводится к входу 1 компаратора, вход 2 которого подключен к выходу цифро-аналогового преобразователя (ЦАП). Измерения проводятся циклами, определяемыми блоком управления. Внутри блока управления имеется генератор тактовых сигналов. Его характеристики выбраны так, что в течение длительности одного цикла генератор вырабатывает n+1 тактовых сигналов: нулевой, первый, второй и т. д. Нулевой сигнал приводит схему в исходное состояние после предшествующего цикла.
Первый тактовый сигнал задает начало данного цикла. С появлением этого сигнала на цифровые входы ЦАП из блока управления подается число, содержащее единицу в старшем (шестом) разряде, а в остальных разрядах нули: 100000(2). На выходе ЦАП появляется образцовое напряжение, значение которого 32(10) мВ. Оно подается на вход 2 компаратора, сравнивающего измеряемое напряжение с образцовым. Сравнение заключается в вычитании второго напряжения из первого. Если значение U изм больше значения
Рис. 5.20
U обр, т. е. разность («мало»), то выходное напряжение компаратора не воздействует на блок управления. Последний работает в обычном ритме и в следующем такте подает на входы ЦАП число, у которого, помимо единицы в шестом разряде, имеется единица и в следующем (пятом) разряде: 110000(12). Этому числу соответствует выходное напряжение ЦАП 32+16=48(10) мВ. Сравнение значений (Uизм и Uобр дает Uобр— Uобр <0 («много»). При этом на выходе компаратора образуется сигнал, служащий командой, по которой блок управления снимает со входа пятого разряда ЦАП единицу и устанавливает единицу на входе четвертого разряда: к входам ЦАП подводится число 101000(2). Ему соответствует образцовое напряжение 32+0 +8 = 40(10) мВ. Теперь («мало») и блок управления работает в обычном ритме.
Далее процедура протекает аналогичным образом в соответствии с результатом сравнения на каждом такте. Заканчивается она после шестого такта, когда на входы ЦАП подан числовой код 101001(2). В цифровом дисплее этот код дешифруется — преобразуется в десятичное число (в данном случае 41), которое отображается цифровым дисплеем вместе с единицами измерения (мВ).
Погрешности измерения напряжения вольтметром поразрядного уравновешивания определяются главным образом погрешностями меры и сравнения. В данном приборе мера — это источник опорного напряжения ЦАП. Следовательно, погрешность меры зависит от точности соответствия опорного напряжения номиналу и стабильности этого напряжения во времени. Погрешность сравнения складывается из двух составляющих: погрешности непосредственного сравнения и погрешности дискретности. Первая составляющая зависит от чувствительности компаратора и стабильности его порога сравнения. Вторая составляющая определяется числом разрядов цифрового кода. Ее максимальное значение равно единице младшего разряда.
Описанный ЦАП относится к быстродействующим и позволяет получить высокую точность.
Имеются схемы вольтметров поразрядного уравновешивания, выполненные на одной БИС.
Интегрирующий цифровой вольтметр с преобразованием напряжения в частоту. Измерения напряжения цифровыми вольтметрами нередко сопровождаются заметными погрешностями из-за помех.
Особенно сильно проявляются помехи, обусловленные влиянием сети переменного тока, от которой питается прибор, пульсациями измеряемого напряжения и т. п. Для их подавления, т. е. для «очистки» измеряемого напряжения, в составе входного устройства вольтметра предусматривают частотные фильтры, что снижает быстродействие вольтметра.
Стремление сочетать высокую помехоустойчивость с приемлемым быстродействием привело к созданию интегрирующих цифровых вольтметров. Один из вариантов осуществления интегрального метода был рассмотрен ранее (метод двойного интегрирования).
Рис. 5.21
Второй вариант основан на преобразовании измеряемого напряжения в частоту с последующим измерением среднего значения частоты за установленный интервал времени (рис. 5.21).
Измеряемое напряжение преобразуется в частоту так, что зависимость между ними линейна:
Напряжению U0 соответствует частота За какой бы интервал ни измерялось среднее значение этой частоты, оно будет равно fо, если сохраняется неизменным напряжение U0. При действии периодической симметричной помехи усреднение частоты за интервал, равный периоду напряжения помехи, дает:
Следовательно, т. е. измеренное среднее значение частоты равно частоте, соответствующей напряжению Uо, не искаженному помехой.
Преобразование измеряемого напряжения в импульсы, частота следования Fх которых пропорциональна этому напряжению, т. е.
(5.28)
позволяет заменить интегрирование суммированием за определенный интервал времени.
Из структурной схемы интегрирующего вольтметра на рис. 5.21 видно, что его основными узлами служат измерительный преобразователь и цифровой (электронно-счетный) частотомер (§ 4.4). В частотомере блок формирования вырабатывает стробирующий импульс длительностью Δtк, равной периоду помехи Т. Этот импульс заполняется импульсами периодической последовательности с частотой следования Fх. Счетчик частотомера подсчитывает число импульсов, попадающих в интервал: Оно соответствует средней за интервал Δtк частоте следования FxСр выходных импульсов преобразователя. Так как
Измерительные преобразователи напряжение — частота характеризуются пределами преобразуемого напряжения, чувствительностью (крутизной преобразования), имеющей размерность кГц/В или МГц/В, диапазоном частот начальной частотой Fи, входным сопротивлением, погрешностью преобразования. Схемы преобразователей разнообразны. Их описание можно найти в [24, 29].
Частота следования выходных импульсов измерительного преобразователя «напряжение— частота» в общем случае определяется уравнением
где Fн — начальная частота, соответствующая — изменение частоты, пропорциональное измеряемому напряжению U изм.
Показания вольтметра должны быть прямо пропорциональны измеримому напряжению. Поэтому в тех случаях, когда начальная частота Fn преобразователя не равна нулю, принимают специальные меры, чтобы Fп не влияла на показания. Эта задача решается несколькими путями [67]. Один из них заключается в следующем.
Перед измерением (при сбросе результата предыдущего измерения) в счетчик записывается число где р — число декад, а За время измерения Δtк в счетчик проходят импульсы, общее число которых
После поступления g импульсов счетчик переполнится, так как накопленное в нем число составит 10р, и сбросится в нуль. По окончании счета в нем будет зафиксировано число пропорциональное среднему значению измеряемого напряжения.
Дата публикования: 2015-01-23; Прочитано: 667 | Нарушение авторского права страницы | Мы поможем в написании вашей работы!