Регенератор ЦСП

Основные функции регенератора:

— усиление сигнала, ослабленного линией;

— коррекция формы принимаемых импульсов;

— оценка значений символов передаваемого сигнала;

— формирование импульсов выходного сигнала заданной амплитуды и длительности.

Рассмотрим, как осуществляются эти функции на при­мере упрощенной схемы регенератора однополярного сигна­ла рис. 2.5.

Рис. 2.5

Временные диаграммы приведены на рис. 2.6. Сигнал на входе цепи, один импульс которого показан на рис. 2.6,а, проходя по цепи, искажается из-за неравномерности частотной характеристики затухания и фазы этой цепи.

Рис. 2.6

При этом уменьшается амплитуда сигнала и появляется длительное последействие. Последействие приводит к меж­символьным искажениям (МСИ), вызванным взаимным влиянием передаваемых им­пульсов друг на друга. На рис. 2.6,б этот искаже­нный сигнал на входе реге­нератора показан увеличен­ным по амплитуде. Усиле­ние и коррекций сигнала осуществляются корректи­рующим усилителем КУс. Собственно корректор Кор. обычно включается в цепь обратной связи такого усилителя. Рассмотрим требования к устройствам коррекции цифрового сигнала Кор. или КУс. Естествен­но потребовать, что­бы сигнал на выхо­де КУс по форме со­впадал с входным сигналом, т. е. чтобы корректор восста­навливал прямо­угольную форму им­пульсов передавае­мого сигнала, их ам­плитуду и длитель­ность. При этом на­добность в осталь­ных узлах регенера­тора отпала бы. По­ясним, что построить такой корректор, во-первых, невоз­можно, а во-вторых, даже если бы было возможно, нецелесообразно.

Обозначим частотные зависимости затухания и фазы трак­та, состоящего из каскадно-соединенных физической цепи и КУс через A_T(f) и b_Т(f) соответственно. Известно, что для неискаженной передачи сигнала по этому тракту его частот­ные зависимости должны удовлетворять равенствам:

A_T(f)=const,

b_Т(f)=T₃f, (2.6)

где Т₃ – время задержки сигнала в тракте; const – постоянная, определяющая затухание сигнала в тракте. С помощью КУс можно получить const = 0. Обозначим частотные зависи­мости затухания цепи и усиления корректирующего усили­теля соответственно A_Ц(f) и S_КУс(f). При каскадном соеди­нении цепи и КУс

(2.7)

Учитывая условие неискаженной передачи (2.6) и полагая const = 0, получаем, что частотная характеристика КУс, пол­ностью восстанавливающего форму импульсного сигнала, равна

(2.8)

Это равенство должно выполняться в диапазоне частот 0 ≤ f ≤ ∞, так как точное восстановление формы передавае­мого сигнала требует восстановления всех подавляемых ли­нией частот, а полоса частот цифрового сигнала бесконечно большая.

Известно, что затухание симметричного и коаксиального кабеля растет с увеличением частоты, при этом

A_Ц(f)

→ ∞

при f → ∞.

Значит, для корректора, полностью восстанавливающего форму цифрового сигнала,

S_КУс(f)

→ ∞, (2.9)

при f → ∞.

Реализовать корректирующий усилитель с бесконечно боль­шим усилением (2.9) невозможно и не нужно, так как такой усилитель, восстанавливая форму сигнала, будет бесконечно усиливать шумы цепи и самого усилителя. Поэтому от КУс не требуют полного восстановления формы импульсов пере­даваемого цифрового сигнала. Задача КУс более скромная: уменьшить влияние между импульсами за счет длительного последействия.

Влияние между импульсами случайной последователь­ности приводит за счет МСИ к специфической помехе, кото­рая называется интерференционной помехой Можно сказать поэтому, что частотная характеристика корректирующего усилителя должна уменьшить шум интерференции, не увели­чивая при этом мощности других помех.

Мощность собственных помех кабеля и помех линейных переходов пропорциональна полосе пропускания корректи­рующего усилителя. Поэтому для уменьшения этих помех желательно полосу пропускания КУс делать поменьше. Од­нако уменьшение полосы пропускания КУс увеличивает дли­тельность переходных процессов, а, значит, и мощность интерференционных помех. С этой точки зрения полоса про­пускания КУс должна быть побольше. Компромиссное реше­ние приблизительно соответствует полосе частот первого ле­пестка энергетического спектра цифрового сигнала. Эта по­лоса частот для квазитроичного сигнала, в соответствии с (1.1) и (2.5), равна

Δ f _ИKM ≈ f_T.

Так как полоса пропускания тракта передачи ограничена, то форма откорректированного импульса не может быть прямоугольной. На величину остаточной интерференции влияет, прежде всего, длительность откорректированного им­пульса Т _{и кор}. На рис. 2.6, в показан примерный вид откоррек­тированного импульса на выходе КУс Для удобства даль­нейших сопоставлений этот импульс на рисунке смещен во времени и расположен симметрично импульсу на входе. В действительности начало импульса на выходе КУс (диаг­рамма в) не может предшествовать началу импульса на его входе (диаграмма б). На временной диаграмме откорректи­рованного сигнала не показаны малые по величине хвосты импульса. Дело в том, что длительность ограниченного по полосе частот импульса бесконечна. Корректирующий уси­литель формирует импульсный сигнал, сосредоточенный, в ос­новном, в интервале Т_{и кор} с малым последействием (поэтому это последействие на рис. 2.6, в не показано). Прием импульс­ного сигнала осуществляется в шумах. На диаграмме в этот шум показан волнистой линией.

Возможны различные способы оценки значений символов передаваемого сигнала (0 или 1). В теории передачи сигна­лов методы оценки символов передаваемых сигналов часто называют методами фильтрации сигнала от помех. В регене­раторах кабельных ЦСП оценку передаваемых символов осу­ществляют методом отсчета (или «методом укороченного контакта»). В этом случае обработка смеси сигнала и шума ведется в средней, наименее искаженной, части посылки. Для этого в решающем устройстве. РУ ключом Кл осуществ­ляется выделение центральной части посылки (дискретиза­цией по времени) откорректированного цифрового сигналя. Управляет работой Кл схема ВТИ, формирующая периодическую последовательность узких импульсов тактовой часто­ты f _т, из принимаемого сигнала. Замыкание ключа Кл проис­ходит через равные интервалы Т _т. Поэтому важно, чтобы в моменты времени, на Т _Тотстоящие от середины данного импульса (т. е. в моменты отсчета соседних импульсов), остаточное напряжение откорректированного сигнала было пре­небрежимо мало. Это условие выполняется, если выполняется неравенство

Т _{и кор} ≤ 2 Т _Т . (2.10)

Видно, таким образом, что задача корректирующего усилителя сводится к такому формированию отклика тракта На прямоугольный импульс, при котором спектр этого отклика был бы сосредоточен в полосе Δ f _и ≤ f _т. а длительность им­пульса Т _{и кор} ≤ 2Т_Т. Иными словами, ширина спектра Δ f _и и длительность Т _{и кор} откорректированного импульса долж­ны удовлетворять неравенству

Δ f _и Т _{и кор} ≤ 2. (2.11)

Имеется много форм откорректированных импульсов g(t), удовлетворяющих (2.11), для которых Δ f _и Т _{и кор} близко к ми­нимальному. Одной из таких, чаще всего используемых, форм является колоколообразная форма откорректированного им­пульса. В этом случае g(t) =υexp[—β² t ²], или, в относитель­ных величинах,

g(t/ Т_Т) =υexp[—a² (t/ Т_Т) ²], (2.12)

где а = β Т _Т. Параметры а и β определяют скорость умень­шения g(t). Определим эти параметры, полагая заданным отношение

, (2.13)

которое характеризует относительную величину МСИ. Зна­чения g(t) для моментов времени t=0; Т _Т равны соответст­венно g(t = 0) =υ;

g(t=T _T ) = υехр(— а²). Поэтому μ = exp(—а²)

или

a ²=2,3 lg 1/μ (2.14)

Обычно величиной μ задаются. Для μ = 0,05 параметр а² = 3.

Спектр отклика g(t) колоколообразной формы является также колоколообразным:

,

или, в относительных частотах Ω = f/f _T,

, (2.15)

Спектральные составляющие колоколообразного отклика убывают (т. е. затухают) с увеличением частоты. Степень увеличения затухания составляющих спектра с частотой Ω по сравнению с нулевой частотой, на которой S _кол максимально, будем определять величиной

. (2.16)

Учитывая (2.15), из (2.16) получаем,

. (2.17)

Выражение (2.17) показывает, что требуемая частотная ха­рактеристика тракта передачи участка регенерации, состоя­щего из цепи и КУс, имеет вид частотной характеристики фильтра НЧ. Обычно полосу пропускания этого ФНЧ опре­деляют на уровне 6 дБ. Для дельта Δ А _кол =6 дБ из (2.17) получаем следующие граничные значения полосы пропускания Ω_п:

0,4 для μ = 0,1

Ω_п = 0,46 для μ = 0,05 (2.18)

0,56 для μ = 0,01

Более правильно определять полосу пропускания частотой среза Ω _СР, выше которой спектральные составляющие колоколообразного сигнала пренебрежимо малы по сравне­нию с большими нулевыми составляющими спектра этого сигнала. Для определения Ω_ср будем полагать в (2.17)

Δ А _кол =30 дБ. Тогда

0,9 для μ = 0,1

Ω_ср = 1,02 для μ = 0,05 (2.19)

1,27 для μ = 0,01

Из (2.19) следует, что для μ ≈ 0,05 полоса пропускания трак­та участка регенерации определяется f _ср ≈ f _т.

Для того, чтобы КУс формировал отклик колоколообраз­ной формы, должно выполняться равенство S_иH_цH _КУс= S_кол , из которого следует, что

, (2.20)

где Н _кус и Н _ц — передаточные функции КУс и цепи соот­ветственно. При этом усиление корректирующего усилителя регенератора

S _Кус = 20 lg |H_КУс| дБ. (2.21)

Пренебрегая неравномерностью фазочастотной характе­ристики (ФЧХ)цепи, а также неравномерностями АЧХ и ФЧХтракта, обусловленными несогласованностью выходных сопротивлений аппаратуры и цепи, можно записать, что

H _ц = 10^-0,05А_ц. (2.22)

где A _ц = α(f)∙l — затухание цепи, α — коэффициент затуха­ния цепи, l — длина участка регенерации.

Учитывая (2.21), а также (2.2), (2.15), (2.14) и (2.22), получаем выражение для требуемой частотной характеристи­ки усиления КУс:

, (2.23)

где

,

.

Примерный вид частотной харакеристики КУс в полосе частот (2.19) показан на рис. 2.7. Реальная частотная характеристика КУс зависит от выбранного метода аппроксимации и способа реализа­ции его корректи­рующих цепей.

Качество коррек­ции сигнала обыч­но оценивают глазоподобной осцил­лограммой (глаз-ди­аграммой). Экспери­ментально глаз-диа­грамму получают на экране осциллогра­фа, на вертикаль­ный вход которого подают исследуемый случайный импульсный сигнал с детерминирован­ным периодом сле­дования, а на горизонтальный вход — напряжение развертки, синхронизиро­ванное счастотой следования этих импульсов.

Рис 2.7

Рис 2.8

При этом на периоде развертки появляются импульсы случайной последовательности. Для квазитроичного сигнала это положительные (+1) и от­рицательные (— 1) единицы, а также нули. За счет послесве­чения на экране электронно-лучевой трубки осциллографа видна сумма всех этих импульсов в различных сочетаниях. Так как период импульсной последовательности фиксирован, а развертка осциллографа синхронизирована с этой последо­вательностью, то получающаяся осциллограмма имеет ста­бильный вид, показанный на рис. 2.8, б.

йНа рис. 2.8, а показан один из импульсов откорректиро­ванной случайной, последовательности квазитроичного сиг­нала, на рис. 2.8, б — глаз-диаграмма этого сигнала, а на рис. 2.8, в — условное изображение глаз-диаграммы.

Видно, что глаз-диаграмма содержит узлы и пучности. В ней имеются участки с большим разбросом мгновенных значений сигнала и, наоборот, участки, на которых мгновен­ные значения суммарного случайного сигнала не выходят за определенные границы. Внутренние границы имеют вид овалов (глаз). Поэтому и вся осциллограмма называется глазоподобной.

Узлы глаз-диаграммы соответствуют неискаженной части посылки, в которой осуществляется отсчет сигнала. Размы­тость узлов определяется погрешностью корректирования и шумами. Относительную величину этой размытости можно определить величиной

δ_А = Δ d/d, (2.24)

где Δ d — абсолютная размытость узла глаз-диаграммы; d — амплитудный интервал между двумя ближайшими узлами, измеренный в тех же единицах, что и Δ d.

Если коррекция ухудшается, скажем, из-за изменения параметров кабеля, то шумы интерференции увеличиваются, растет размытость глаза δ_А, глаза закрываются и система перестает работать.

Прием в шумах требует по принятой сумме сигна­ла и _си помехи и _шоценить, какой же собственно элемент сигнала передавался: 0 или 1. В качестве решающего уст­ройства обычно используют пороговый элемент, (ПЭ). Поро­говый элемент — это схема типа триггера с эмиттерной об­ратной связью. Такой триггер меняет исходное состояние, если сигнал на его входе превышает некоторое пороговое значение и _п, и формирует выходной сигнал и _пэ =(0,1). На вход ПЭ поступает суммарный сигнал и_∑ = и _с+ и _ш.

Алгоритм работы ПЭ, а значит, и всего решающего устройства РУ следующий:

если и_∑ > и _п, то и _пэ =1;

если и_∑ < и _п, то и _пэ =0.

Сигнал с выхода ПЭ и _пэпоступает на вход формирую­щего устройства ФУ (см. рис. 2.5). ФУ представляет собой схему типа одновибратора, ждущего мультивибратора или ждущего блокинг-генератора. Все эти схемы запускаются единицей входного сигнала (и _пэ = 1) и формируют на своем выходе импульс заданной амплитуды и длительности. Так осу­ществляется регенерация искаженного сигнала.

Сформированный регенератором сигнал повторяет сигнал на входе цепи с некоторой ошибкой. Причиной ошибок яв­ляется шум. Под действием этого шума в РУ может произой­ти ложная замена символа 0 на символ 1 или 1 на 0. Ка­чество работы регенератора оценивают коэффициентом оши­бок к _ош, который определяют как отношение количества ошибочных символов N _ошк общему количеству символов N_∑, переданных за время измерения Т _изм:

к _ош = N _ош / N_∑. (2.25)

Коэффициент ошибок, измеренный за большой отрезок времени Т _изм называют вероятностью ошибки р _ош;

к _ош → р _ош

при Т _изм → ∞ (2.26)

Коэффициентом к _ОШобычно пользуются при измерениях, а вероятностью р _ОШ — при вычислениях относительной ве­личины ошибок при работе регенератора или цепи регенера­торов в шумах.

Вероятность ошибки регенератора определяется коли­чеством амплитудных градаций, которое используется в коде линии передачи, способом построения регенератора и поме­хами участка регенерации.

Участком регенерации называют участок линейного трак­та, состоящего из регенератора и прилегающего к нему участка физической цепи (среды распространения). Помехи цифрового линейного тракта (ЦЛТ) имеют различное проис­хождение и описываются разными статистическими характе­ристиками. Одной из важнейших статистических характе­ристик случайного процесса является функция распределе­ния W(u), которая показывает, какова вероятность W появ­ления мгновенного значения случайной величины и.

Если функция распределения помехи W(u) симметрична, то оптимальное значение порога, при котором достигается минимум суммарных ошибок,

и _п = 0,5 υ. (2.27)

Наиболее распространнеными являются флуктуационные помехи с нормальным (гауссовским) законом распределения

, (2.28)

где σ² — дисперсия (мощность) случайного процесса.

Вероятность превышения помехой и порогового напряже­ния и _п = 0,5 υ будем называть вероятностью сбоя и обозна­чать р _сб. Можно показать, что для шума с нормальным за­коном распределения и дисперсией σ²эта вероятность

, (2.29)

где

. (2.30)

Для оценки порядка величины erfc можно воспользовать­ся приближенным выражением

, (2.31)

где с = 0,41; b = 0,34.

Обозначим вероятности появления символов 1, 0, —1 ко­да ЧПИ соответственно р₁, р₀ и р_-1. Вероятность ошибки определяется суммой вероятностей несовпадающих событий

,

где р ₁₀ — условная вероятность замены символа 1 на сим­вол 0; p ₀₁ — условная вероятность замены символа 0 на сим­вол 1 и т. д. Все эти условные вероятности равны между со­бой и равны р_СБ. Поэтому

.

Так как на входе ПК вероятности появления символов 0 и 1 равны 0,5, то на выходе ПК, формирующего сигнал ЧПИ, p₁ = p_-1 =0,25, а р₀=0,5. Учитывая это, имеем

. (2.32)

Отношение амплитуды сигнала υ к эффективному значению шума σ определяет защищенность

(дБ). (2.33)

В табл. 2.4 приведены попарно значения А_зи соответствую­щие им р _ош, рассчитанные по (2.32), (2.30) и (2.33). Приве­денные значения показывают характер зависимости р _ош ( А_з ) для шума с нормальным законом распределения.

Таблица 2.4

Аз дБ	19,2	20,5	21,2	21,7	22,2	22,6	23,0
Р ош	10-6	10-7	10-8	10-9	10-10	10-11	10-12

В ЦЛТ коаксиального кабеля необходимо учитывать теп­ловые шумы сопротивлений и шумы входных каскадов КУс. Эти шумы называют собственными шумами кабеля. Оли пред­ставляют собой флуктуационную помеху с нормальным зако­ном распределения.

В ЦЛТ симметричного кабеля, помимо собственных по­мех, необходимо учитывать помехи линейных переходов на ближайший конец (ЛП-БК) при однокабельной системе свя­зи и на дальний конец (ЛП-ДК) при двухкабельной системе связи. Законы распределения линейных переходов одночетверочного кабеля ЛП-БК, и в особенности ЛП-ДК, су­щественно отличаются от нормального. Разными характе­ристиками обладают ЛП внутричетверочного (ЛП-ВВ) и меж­четверочного (ЛП-МВ) влияния. Особенности учета всех этих помех рассматриваются ниже.

Рис. 2.9

Мы рассмотрели регенератор однополярного двоичного сигнала. Функциональная схема регенератора квазитроичного сигнала приведена на рис. 2.9. Так как квазитроичный сиг­нал двухполярный, то в схеме регенератора предусмотрены две ветви. Верхняя, включающая в себя ключ Кл1, пороговый элемент ПЭ1 и формирующее устройство ФУ1, регенерирует импульсы положительной полярности. Нижняя, включающая Кл2, ПЭ2 и ФУ2, регенерирует импульсы отрицательной по­лярности. Назначение этих элементов, а также корректирую­щего усилителя КУс, корректора Кор. в цепи обратной связи усилителя и схемы выделения тактовых интервалов ВТИ — такое же, как и для регенератора двоичного однополярного сигнала. На схеме показано также управляющее устройст­во УУ. Оно является частью устройства автоматической ре­гулировки уровня (АРУ).

В регенераторе АРУ необходимо для того, чтобы сохра­нить малое значение вероятности ошибки р_от при изменении частотной зависимости затухания цепи А_Ц(f) с изменением климатических условий (например, температуры грунта). Дело в том, что использование АРУ позволяет сохранить ра­венство (2.27), так как поддерживает постоянным значение сигнала υ на выходе корректирующего усилителя. АРУ не­обходимо также для того, чтобы исключить регулировку регенератора при строительстве магистрали в тех случаях, когда длины участков регенерации короче номинальных.

АРУ в ЦСП значительно проще, чем АРУ в СП-ЧРК, так как при передаче цифровых сигналов об изменении за­тухания цепи можно узнать по изменению амплитуды им­пульсов принимаемого сигнала. Измерение амплитуды при­нимаемых импульсов осуществляется без вспомогательных контрольных частот, непосредственно по принимаемому сиг­налу. Для этого в управляющем устройстве устанавливается выпрямитель Выпр. и фильтр нижних частот ФНЧ, который выделяет постоянную составляющую выпрямленного инфор­мационного сигнала, несущую информацию об амплитуде этого сигнала. Сформированный УУ сигнал управляет пере­менным корректором Кор. (регулируемым элементом).

Такой способ построения АРУ не является единственным. Часто регулируемый элемент (РЭ) помещают на входе КУс. Его в этом случае называют РИЛ (регулируемая искусствен­ная линия). При этом Кор. в цепи обратной связи КУс. де­лают нерегулируемым; его параметры выбираются так, что­бы с заданной точностью корректировать частотную характе­ристику цепи номинальной длины (затухание РИЛ в этом случае минимально). Оба способа включения регулируемого элемента иллюстрируются структурными схемами рис. 2.10.

Рис. 2.10

На рис. 2.10, а показан вариант АРУ с РЭ в це­пи обратной связи КУс, а на рис. 2.10, б. — на входе КУс. Вариант а уменьшает влияние всех видов ожидаемых. помех на участке регенерации укороченной длины. Од­нако в реализации он сложнее варианта б. Ис­пользование РИЛ упро­щает АРУ регенератора. Однако РИЛ целесооб­разно применять только в таких ЦЛТ, где преобладают внешние помехи (помехи линейных переходов), так как на участках укороченной длины, вводя затухание РИЛ, мы уменьшаем влияние этих помех.

На схеме регенератора показана также плата дистанцион­ного питания ПДП, через которую по искусственной (фан­томной) цепи и средним точкам линейных трансформаторов ЛТр проходит ток дистанционного питания. В ПДП созда­ются стабилизированные напряжения, используемые для пи­тания схемы регенератора.

p _{ош ож}(l)= p _{ош доп}(l) (2.37)

Выполнение (2.37) на одном участке регенерации означает соблюдение этого равенства и для всего ЦЛТ, так как и ожи­даемая, и допустимая вероятности ошибки участков регене­рации р_{ОШ i} одинаково суммируются:

. (2.38)

Если все длины участков одинаковы, то p _{ош i} = p _{ош ( i+1)}= p _{ош 1} , а результирующая вероятность ошибки ЦЛТ

p _ош = p _{ош 1} ∙n_уч (2.39)

где п_уч — количество участков регенерации.

Ожидаемая вероятность ошибки однозначно определяется защищенностью сигнала А _зпо отношению к шуму на входе решающего устройства регенератора (2.33). Будем далее на­зывать эту защищенность ожидаемой и обозначать А _{з ож}.

Таким образом, ожидаемой называют защищенность, ко­торая определяется амплитудным значением сигнала и эф­фективным значением шумов участка регенерации на входе решающего устройства регенератора.

Воспользуемся также понятием допустимой защищенности А_{з доп} , для которой p _ош = p _{ош доп}. Таким образом, допустимой называют защищенность амплитудного значения сигнала по отношению к эффективному значению помех участка ре­генерации на входе решающего устройства регенератора, при которых вероятность ошибки удовлетворяет нормам. Пользуясь этими понятиями, длину участка регенерации мож­но определить из уравнения

А_{з ож}(l) = А_{з доп}(l), (2.40)

эквивалентного (2.37). При этом расчет вероятности ошибки не требуется. Примерные графики зависимостей допустимой и ожидаемой защищенности от

для флуктуационного нор­мального шума, соответствующие р _{ош доп} и р _{ош ож}

рис. 2.11, а, приведены на рис. 2.11, б.

Защищенности левой и правой части уравнения (2.40) за­висят от вида помех и длины участка регенерации.

Ожидаемая защищенность существенно зависит от длины участка регенерации l, так как, чем больше l, тем больше требуется усиление корректирующего усилителя (2.23), а зна­чит, больше уровень шумов на выходе его решающего уст­ройства. Допустимая защищенность практически не зависит от длины l и равна

, (2.41)

Здесь А _{доп пик} - допустимая защищенность идеального регенератора по отношению к пиковому значению помехи. Величина А _{ДОП ПИК} зависит от количества амплитудных градаций N импульсов линейного кода. При ограничении на пиковую мощность импульсного сигнала на входе цепи

А _{доп пик} = 20 lg (N -1) (2.42)

Сигнал линейного кода ЧПИ является троичным. Для троичного сигнала N = 3, а значит А _{доп пик} = 6 дБ, Δ р _{пик ш} – пик-фактор помехи:

, (2.43)

где U _{пик ш} U _{ср ш} — соответственно пиковое и среднеквадра­тичное значение помехи, действие которой на регенератор в основном определяет вероятность ошибки р _ош. Таким обра­зом, Δ р _{пик ш} характеризует отношение пикового значения по­мехи к среднеквадратичному с вероятностью превышения этой величины, равной вероятности ошибки регенератора р _ош.

Для собственных шумов (СШ), которые являются помехами с нормальным законом распределения, при вероятности ошибки р _ош= 10 ^-10 величина Δ р _{пик ш} = 16 дБ. Закон распреде­ления шумов линейных переходов отличается от НП, так как является усеченным [8], причем тем в большей степени, чем меньше скорость передачи. Поэтому для таких помех вели­чина пик-фактора меньше, чем для помех с нормальным за­коном распределения НП. Численные значения Δ р _{пик ш} для различных шумов линейного тракта ЦСП приведены в табл. П.2.5.

Δ А _{доп р} — ухудшение допустимой защищенности реаль­ного регенератора по сравнению с идеальным за счет действия шумов регенератора (ШР), а также за счет учета тех­нологического запаса на старение элементов регенератора и их температурных нестабильностей. Шумы регенератора представляют собой специфическую помеху, присущую толь­ко ЦСП. К причинам, вызывающим появление ШР, отно­сятся:

— остаточная межсимвольная интерференция (МСИ), которая является следствием неточной работы устройств кор­рекции и АРУ, а также неоднородности волнового сопротив­ления кабеля;

— дрожание фазы тактовой частоты за счет влияния слу­чайного характера передаваемого сигнала и температурных нестабильностей на работу блока ВТИ;

— нестабильность порога ПЭ решающего устройства ре­генератора;

— отклонения параметров импульсов на выходе ФУ ре­генератора, разные по величине для различных амплитудных градаций линейного сигнала и др.

Для регенераторов различного типа Δ А _{доп р} =6... 12 дБ.

При проектировании полагают

(2.44)