Преобразователи формы сигнала

Транзисторная схема триггера Шмитта. Триггер Шмитта (рис. 1311, а) является двухкаскадным усилителем с нелинейной ПОС. Когда на входе напряжение отсутствует, транзистор VT1 закрыт. На его коллекторе существует напряжение, которое откры­вает транзистор VT2. Эмиттерный ток транзистора VT2 создает падение -напряжения на сопротивлении R3, которое закрывает тран­зистор VT1. Если входное напряжение превысит напряжение в эмиттере, то транзистор VT1 откроется и перейдет в насыщение.

Рис. 13.11

В результате потенциалы базы и эмиттера транзистора VT2 будут равны. Транзистор VT2 закроется. На выходе установится напря­жение, равное напряжению питания.

При уменьшении входного напряжения транзистор VT1 вы­ходит из режима насыщения. Наступает лавинообразный процесс. Эмиттерный ток транзистора VT2, создающий закрывающее на­пряжение на резисторе R3, ускоряет закрывание транзистора VT1. В результате триггер возвращается в исходное состояние. Основ­ные характеристики схемы показаны на рис. 13.11, б.

Рис. 13.12

Триггер Шмитта на ОУ. Здесь (рис. 13.12, а) в качестве порого­вого элемента используется ОУ с ПОС. Связь зависит от сопро­тивлений резисторов. Для простоты расчета основных характери­стик схемы можно принять R1 равным 10 Ом. После того как бу­дут рассчитаны резисторы R2 и R3, можно все номиналы пропор­ционально умножить на коэффициент, который обеспечит подходящие сопротивления резисторов. Резисторы R2 и R3 рассчитываются по формулам

Однако сопротивления резисторов не должны превышать 1/10 вход­ного сопротивления ОУ. Эпюры входного и выходного напряже­ний приведены на рис. 13.12, б.

Рис. 13.13

Гистерезисная пороговая схема на ОУ. Для выбора параметров схемы (рис. 13.13) следует предположить, что входное сопротивле­ние усилителя значительно больше сопротивлений применяемых резисторов, а выходное сопротивление значительно меньше сопро­тивления нагрузки. При равенстве E₁=E₂ можно написать Ei=E₂= = R₂E_н/(R_l+R₂). Значение E₂ определяется как E₂=R_A/(R₃+R_t)Ea+ +R₃/(R₃+R₄)E_O. Приравнивая эти уравнения, получим E_В=

Нулевое напряжение смещения получается при условии R₁R₂/(R₁+R₂)=R₃R₄/(R₃+R₄). Напряже­ния, при которых схема переходит из одного состояния в другое, определяется из уравнений

С помощью этих выражений получим R₄=R₃(E_ol — E ₀₂)/(U₁ — U₂).

Гистерезисные схемы на усилителе К284УД1. На рис. 13.14 при­ведены четыре схемы на ОУ К284УД1, которые имеют передаточ­ные характеристики гистерезисного вида. Основные параметры ха­рактеристик можно рассчитать по следующим формулам.

Для схемы рис.

U_см — напряжение смещения микросхемы; E₀, E_max, E_min, U_см берутся с учетом знака.

Рис. 13.15

Рис. 13.16

Ограничитель с управляемыми порогами срабатывания. Усили­тель-ограничитель построен на трех ОУ (рис. 13.15) и создает вы­ходной сигнал, пропорциональный входному сигналу до тех пор, пока входной сигнал находится между уровнями ограничения. По­роги ограничения устанавливаются на входе ОУ DA2 и DA3. Когда выходной сигнал превышает эти уровни, открывается один из уси­лителей и через диод подается сигнал ООС на вход ОУ DA1. Коэф­фициент усиления ОУ DA1 резко уменьшается. Происходит ограни­чение входного сигнала. Уровни ограничения в интегральных ми­кросхемах могут меняться от нуля до максимально допустимого на­пряжения на входе ОУ.

Двухполярный ограничитель на интегральной микросхеме. В ог­раничителе (рис. 13.16) пороговыми элементами являются два тран­зистора. Уровни ограничения устанавливаются напряжением на ба­зах. Когда входной сигнал меньше 0,3 В (при уровнях ограниче­ния ±3 В), он полностью передается на выход ОУ с коэффициен­том усиления 10. При превышении входным сигналом этого значе­ния открывается транзистор и коэффициент усиления резко умень­шается. Положительная полярность входного сигнала ограничива­ется транзистором VT2, а транзистор VT1 ограничивает отрица­тельную полярность входного сигнала. Уровни ограничения можно менять в широких пределах: от нуля до максимального выходного сигнала интегральной микросхемы.

Односторонние ограничители. В ограничителях (рис. 13.17) цепь ООС состоит из нелинейных элементов. Для положительного вход­ного сигнала применяется схема рис. 13.17, а, а для отрицательного сигнала — рис. 13.17, б. Когда напряжение на выходе ОУ не пре­вышает напряжения пробоя стабилитрона, выходной сигнал линей­но зависит от входного сигнала с коэффициентом передачи R₂/R₁. Когда напряжение на выходе ОУ больше напряжения пробоя ста­билитрона, происходит ограничение. В этом случае коэффициент передачи ОУ резко падает до (r_д+r_с)/R₁, где r _Д, r_с — внутренние со­противления диода и стабилитрона. Порогом ограничения можно управлять с помощью напряжения Е. Это напряжение можно ме­нять в широких пределах, причем уровень ограничения может уве­личиваться, уменьшаться и даже менять знак. В приведенной схеме можно использовать ОУ различных типов.

Рис. 13.17

Рис. 13.18

Двухсторонний ограничитель. Схемы (рис. 13.18) имеют два порога ограничения. Один порог ограничения определяется напря­жением пробоя стабилитрона, а второй зависит от падения напря­жения на открытом стабилитроне. Прямое падение напряжения стабилитрона близко к значению 0,7 В. Если в схеме (рнс. 13.18, а) управляющее напряжение имеет положительную полярность, то уровень пробоя стабилитрона уменьшается. При отрицательной по=-лярности управляющего напряжения происходит смещение напря­жения пробоя стабилитрона в прямом направлении и тем самым повышается нижний уровень ограничения.

При всех значениях управляющего напряжения на входе появ­ляется постоянная составляющая, которая иногда может привести к нежелательным последствиям. Чтобы исключить влияние управля­ющего напряжения на вход, в схеме (рис. 13.18, б) применена токо­вая регулировка порогами ограничения. Напряжение на выходе ме­няется в зависимости от управляющего сигнала U_ВЫХ= (R₂/R₃)E. На инвертирующем входе напряжение остается равным нулю. Ме­няя полярность Е, можно устанавливать разные уровни ограниче­ния. В ограничителе можно применить различные ОУ.

Ограничитель с динамическим порогом. Операционный усили­тель, являющийся основным элементом ограничителя (рис. 13.19), имеет две цепи ООС: положительная полярность входного сигнала проходит через диод VD2 и резистор R3, а отрицательная поляр­ность — через VD1 и R2. На выходе включен интегрирующий фильтр с общей для обеих цепей емкостью, на которой выделяется разностная постоянная составляю­щая. Если входной сигнал сим­метричен относительно нулевого значения, то на конденсаторе при R4 — R5 будет нулевой потенциал. При возникновении асимметрии постоянная составляющая, выде­ленная на конденсаторе будет дей­ствовать на инвертирующем входе ОУ. Это напряжение будет по­рогом ограничения входного сиг­нала. Продолжительность дейст­вия порога ограничения зависит от времени разряда конденсатора через резисторы R4 и R5. Если параллельно резисторам R4 и R5 включить диоды, то можно разде­лить цепи разряда и заряда конденсатора.

Рис. 13.19 Рис. 13.20

«Гистерезисный» ограничитель. Для рассмотрения работы огра­ничителя (рис. 13.20) положим E = 0. На стабилитроне за счет ПОС устанавливается напряжение U_c. На неинвертирующем входе при­сутствует пороговое напряжение, равное U₀= (R₁/R₂) U_c. При пре­вышении входным сигналом напряжения U₀ ОУ переключается. На выходе появляется сигнал отрицательной полярности. Положитель­ная обратная связь отключается. В исходное состояние ОУ возвра­щается при нулевом входном сигнале.

Для напряжения U_C>E>0 ОУ переключается при напряжении на входе U₁ — E+(R₁/R₂)U₀. В исходное состояние ОУ возвращает­ся при входном сигнале, равном Е. Если E>U_C, то ОУ работает как ограничитель входного сигнала с порогом E. При замене стаби­литрона транзистором с регулируемым базовым напряжением мож­но получить ограничитель с меняющейся границей переключения.

Ограничитель на стабилитронах. Ограничитель низкочастотных сигналов состоит из ОУ, коэффициент усиления которого опреде­ляется отношением сопротивлений резисторов R₂/R₁, и двумя стаби­литронами, включенными навстречу друг другу (рис. 13.21, а). Этот ограничитель из-за большой емкости стабилитронов удовлетвори­тельно работает с сигналами, частоты которых меньше 5 кГц. Для ограничения сигналов, частоты которых лежат выше 100 кГц, луч­ше использовать схему на рис. 13.21, б. Здесь стабилитрон включен в диагональ моста и через него протекает ток. В этом режиме стабилитрон находится в области малого внутреннего сопротивле­ния и влияние его емкости значительно ослаблено. В результате на порядок увеличивается частотный диапазон ограничителя. Темпера­турный дрейф первого ограничителя равен 10 мВ/град, а второго — 1 мВ/град.

Рис. 13.21

Рис. 13.22 Рис. 13.23

Преобразователь синус-меандр. Формирователь (рис. 13.22) преобразует напряжение синусоидальной формы в импульсное. Ам­плитуда прямоугольного выходного сигнала прямо пропорциональ­на амплитуде гармонического сигнала. Входной сигнал (более 0,5 В) проходит через диод VD2 и заряжает конденсатор С1. Постоянное напряжение на этом конденсаторе служит напряжением питания для транзистора. Входной сигнал проходит в базовую цепь транзи­стора через резистор R2. С частотой входного сигнала переключа­ется транзистор. Для улучшения фронта прямоугольного импульса параллельно резистору R2 включен конденсатор. Максимальная ра­бочая частота формирователя равна 20 кГц.

Ограничитель гармонического сигнала. Устройство (рис. 13.23) преобразует гармонический сигнал в импульсный. Отрицательная полуволна гармонического сигнала через диод VD2 заряжает кон­денсатор. За это время открывается транзистор. Положительная полуволна закрывает транзистор. В результате постоянное напря­жение на конденсаторе преобразуется транзистором в переменное. Частота следования импульсов определяется частотой входного сиг­нала. Минимальный сигнал, с которого начинается преобразование, равен 200 мВ.