Главная Случайная страница Контакты | Мы поможем в написании вашей работы! | ||
|
Рис. 14.1. Базовая двухтактная push-pull схема преобразователя
Эта схема (рис. 14.1) состоит из двух ключевых элементов, в качестве которых используются мощные биполярные или полевые транзисторы. Трансформатор Тр имеет первичную и вторичную обмотки, разделенные на полуобмотки. К средней точке первичной обмотки подключен вывод источника питания. Вторичная цепь представляет собой двухфазный двухполупериодный выпрямитель VD1, VD2, а также фильтр пульсаций (в этой схеме элементом фильтра является конденсатор Сф).
В первом такте, как показано на рис. 14.2, l замкнут, Кл2 разомкнут, ток течет по полуобмотке 1.1 и трансформируется в полуобмотку 2.1. Диод VD1 открыт и проводит ток i2.1, подзаряжая конденсатор Сф. Во втором такте, изображенном на рис. 14.3, ключ Кл.l закрывается и открывается ключ Кл2. Соответственно ток i1.2 течет по
полуобмотке 1.2 и трансформируется в полуобмотку 2.2. Диод VD1 заперт, диод VD2 проводит ток i2 2, подзаряжая конденсатор Сф.
Таким образом, передача энергии в нагрузку осуществляется во время обоих тактов.
Чтобы перейти к параметрам реальных схем, мы вначале предположим, что у нас, тем не менее, есть возможность применения идеальных элементов. То есть транзисторы могут мгновенно переключаться, отсутствует время обратного восстановления диодов, первичная обмотка обладает очень большим значением индуктивности намагничения (согласно эквивалентной схеме). В этих условиях определить зависимость выходного напряжения от величины входного очень просто. Напряжение первичной обмотки трансформируется во вторичную обмотку без потерь, с коэффициентом трансформации:
Отсюда:
Коэффициенты трансформации nl и п2 полагают одинаковыми, более того, уравнивают количество витков первичных и вторичных полуобмоток:
Напряжение на первичной обмотке в режиме замкнутого ключа (без учета падения напряжения на силовом ключе):
Поскольку схема строится с двухполупериодным выпрямлением на выходе, соотношение между напряжением питания и напряжением на нагрузке:
Пока нам не совсем ясно, как можно ввести регулировку напряжения на нагрузке. Поэтому необходимо вспомнить о коэффициенте заполнения и распространить его на двухтактную схему. Попытаемся выяснить, что произойдет, если мы сузим управляющие импульсы, как показано на рис. 14.4. Коэффициент заполнения и в случае двухтактной схемы определяется точно так же, как и для однотактной:
где γ — отношение времени открытого состояния одного ключа к периоду коммутации.
Рис. 14.4. К определению коэффициента заполнения
В данном случае мы определяем коэффициент заполнения для одного плеча двухтактной схемы.. Определим среднее значение тока нагрузки, учитывая, что передача энергии осуществляется на протяжении обоих полупериодов, а значит, среднее значения напряжения за один такт работы нужно удвоить:
Рис. 14.5. Графики, поясняющие работу пуш-пульной схемы преобразователя
Таким образом, регулируя γ в промежутке от 0 до 0,5, можно линейно регулировать напряжение на нагрузке. В реальной схеме ни вкоем случае нельзя допускать, чтобы преобразователь работал с γ = 0,5. Типичное значение γ не должно превышать 0,4...0,45. Все дело в том, что используемые элементы не могут обладать идеальными свойствами. Как нам известно, первичная обмотка обладает ограниченной индуктивностью Lμ, которая накапливает энергию:
Максимальный ток iμ, показанный на графике (рис. 14.7), определяется из соотношения:
При размыкании Кл1 накопленная в магнитопроводе энергия стремится поддержать ток. Если бы в схеме не было защитного диода VDp2, показанного на рис. 14.6, на Кл2 возник бы бросок отрицательного напряжения. Способность биполярных транзисторов выдерживать отрицательные броски напряжения невелика (единицы вольт), поэтому разрядный ток iμ необходимо замкнуть через диод VDp2. Диод практически «накоротко» замыкает обмотку ω2 2 и быстро разряжает Lμ (рис. 14.8). При разряде выделяется тепловая энергия, учесть которую можно через следующее соотношение:
Рис. 14.6. К пояснению коммутационных
процессов в реальной схеме пуш-пульного
преобразователя Рис. 14.7. Определение тока намагничения
Рис. 14.8. Разряд индуктивности намагничения
При работе пуш-пульного преобразователя разрядные диоды включаются попеременно. Следует также помнить, что в составе транзисторов MOSFET, а также некоторых транзисторов IGBT эти диоды уже есть, поэтому вводить дополнительные элементы нет необходимости.
Вторая неприятность связана с конечным временем восстановления диодов выпрямителя. Представим, что в начальный момент времени диод VD1 проводит ток. Направления действия ЭДС показаны на схеме «а» (рис. 14.9).
Рис. 14.9. Пояснение влияния конечного времени восстановления выпрямительных диодов
При включении транзистора VT1 ЭДС меняет направление (схема «б»), открывается диод VD2. Но в то же время диод VD1 не может мгновенно закрыться. Поэтому вторичная обмотка оказывается закороченной диодной парой VD1-VD2, что вызывает броски тока в ключевом элементе (это хорошо видно на эквивалентной схеме трансформатора). Форма тока первичной обмотки на совмещенном графике при у = 0,5 будет такой, как изображено на рис. 14.10.
Рис. 14.10. Характер тока обмоток трансформатора в случае наличия идеальных и реальных выпрямительных диодов
Во избежание коммутационных выбросов необходимо, во-первых, вводить паузу между закрытием Кл1 и открытием Кл2 на время не менее чем удвоенное время обратного восстановления диода tгг. Во-вторых, если есть возможность, лучше отказаться от обычных диодов и применить диоды Шоттки.
Напряжение на закрытом ключевом транзисторе складывается из напряжения питания Un и ЭДС первичной полуобмотки, которая в данный момент разомкнута. Поскольку коэффициент трансформации этих обмоток равен 1 (обмотки с одинаковым числом витков), перенапряжение на ключевом транзисторе достигает 2 Un. Поэтому, выбирая транзистор, следует обратить внимание на допустимое напряжение между его силовыми электродами. Необходимо также учитывать, что ток ключевого транзистора складывается из постоянного тока нагрузки, пересчитанного в первичную цепь, и линейно нарастающего тока намагничения индуктивности первичной обмотки. Ток имеет трапецеидальную форму.
При определении максимального коэффициента заполнения в случае использования полевых транзисторов, которые переключаются достаточно быстро, нужно руководствоваться значением задержки обратного восстановления диодов. Промежуток времени, в течение которого переключение запрещено:
∆tзад = 2trr.
Поправка коэффициента заполнения:
Максимальный коэффициент заполнения:
При использовании биполярных транзисторов и транзисторов IGBT максимально возможный коэффициент заполнения уменьшается за счет времени выключения и спада этих транзисторов, а также характерного «хвоста»:
Опыт показывает, что1 коэффициент заполнения не превышает 0,45 в самом благоприятно^ случае.
Чем еще отличается реальная схема от идеальной? Сопротивления открытого диода и ключевого транзистора отличны от нулевого. Учесть падение напряжения на этих элементах (и поправку на коэффициент трансформации) можно так, как показано на рис. 14.11.
Рис. 14.11. Учет паразитных параметров схемы
а) Выпрямительные диоды: в открытом состоянии на диоде падает в среднем 0,7...1,0 В (стандартный диод), либо 0,5...0,6 В (диод Шоттки);
б) Ключевые транзисторы: если в качестве ключа используется биполярный транзистор или транзистор IGBT, на ключе будет падать напряжение Uкэ (в режиме насыщения). Типичное значение напряжения насыщения — 0,2...0,5 В. Для транзистора MOSFET необходимо вычислить напряжение:
Предварительный расчет основных параметров схемы пуш-пульного конвертора должен определить коэффициент трансформации п и габаритную мощность трансформатора. Мы уже выяснили, что:
Иначе (с учетом падения напряжения на ключах и выпрямительных диодах):
где - минимально возможное напряжение питания (задается в начале разработки).
К примеру, если проектируется преобразователь с батарейным питанием, в качестве этого напряжения можно принять значение напряжения, измеренное на клеммах батареи в конце срока службы.
Необходимо также определить минимальное значение коэффициента заполнения γ min, исходя из максимального значения напряжения питания (этот параметр понадобится при определении параметров сглаживающего выходного фильтра):
Теперь можно перейти к определению габаритной мощности трансформатора, которая вычисляется как полусумма мощности, переданной в первичную обмотку и полученной со вторичных обмоток. В случае двухобмоточного трансформатора габаритную мощность можно определить как сумму мощностей нагрузки и мощности, израсходованной на схему управления (если преобразователь построен таким образом, что схема управления питается от этого же трансформатора):
Выбор необходимого магнитопровода для трансформатора осуществляется по формуле для габаритной мощности, выведенной в разделе «Как работает трансформатор». По этой формуле мы должны определить произведение SS0. Следует отметить, что для двухтактных преобразователей предпочтительнее использовать тороидальные магнитопроводы, поскольку трансформаторы, намотанные на них, получаются наиболее компактными. Итак, габаритная мощность трансформатора, намотанного на магнитопроводе конкретных размеров:
где ηтр — КПД трансформатора (типичное значение 0,95...0,97) Разработчиком должно быть выполнено условие:
Число витков первичной полуобмотки можно найти по следующей формуле, которая представляет собой форму записи закона электромагнитной индукции:
Число витков вторичной полуобмотки:
После этого нужно выбрать необходимый диаметр провода и проверить заполнение окна медью. Если коэффициент а получится более 0,5, необходимо взять магнитопровод с большим значением S0 и пересчитать количество витков.
Определить температуру перегрева трансформатора можно по следующей формуле:
где ∆ E n - - перегрев (Тn = Та + ∆ T n);
Тп — температура поверхности трансформатора;
Рп — суммарные потери тепла (на активном сопротивлении обмотки и в магнитопроводе);
Sохл -- площадь наружной поверхности трансформатора;
α-- коэффициент теплоотдачи (α = 1,2 • 10-3 Вт/см2 • °С).
После расчета трансформатора нужно провести выбор силовых элементов по допустимым значениям токов и напряжений, облегчить при необходимости тепловой режим с помощью теплоотводящих радиаторов.
Очень важный вопрос, который сейчас необходимо рассмотреть, — это выбор схемы управления двухтактным импульсным источником. Не так давно все эти схемы приходилось проектировать на дискретных элементах, что рождало достаточно громоздкие и не слишком надежные решения. Микросборки, применяющиеся для управления однотактными схемами стабилизаторов и преобразователей, впрямую не годятся для использования в двухтактных схемах, поскольку нужно иметь, два парафазных выхода, управляемых одним генератором. Кроме того, микросхема должна содержать специальный узел для гарантированного ограничения у, чтобы не допустить аварийных ситуаций и сквозных токов. Желательно наличие дополнительных входов защитного отключения. В последнее время было разработано большое количество специализированных микросхем, в которых уже есть практически все необходимые узлы.
Широко применяющаяся для управления блоками питания компьютеров типа IBM-PC микросхема TL494 (выпускается фирмой Texas Instruments, имеет отечественный аналог КР1114ЕУ1) подробно описана в доступной книге [54]. Как пример, рассмотрим не менее интересную микросхему СА1524 [53], выпускаемую фирмой Intersil. Эта микросхема содержит в своем составе цепи управления, контроля, нормально функционирует при питании от 8 до 40 В. Она может быть применена в составе любых схем стабилизаторов и преобразователей, описанных в этой книге.
Основные узлы микросхемы (рис. 14.12):
• термокомпенсированный опорный источник напряжения 5 В;
• точный RC-генератор;
• усилитель ошибки (разницы между требуемым напряжением нагрузки и реальным напряжением на выходе стабилизатора);
• компаратор схемы управления ключевыми транзисторами;
• усилитель ошибки по сигналу тока в первичной цепи;
• двухтактный выходной каскад, построенный на быстрых биполярных транзисторах;
• схема дистанционного управления включением/выключением.
Рис. 14.12. Функциональные узлы микросхемы СА1524 фирмы Intersil
Широтно-импульсное регулирование (ШИР) было рассмотрено нами в главе, посвященной чопперной схеме стабилизатора. В данном случае схема ШИР работает точно так же. Единственную особенность составляют триггер и схема логики, которые «маршрутизируют» управляющие импульсы, поочередно направляя их то на один выход (транзистор Sa), то на другой (транзистор Sb). Триггер синхронизирован тактовыми импульсами с задающего генератора. Тактовые импульсы имеют некоторую длительность, которая служит для организации защитной паузы между выключением одного силового транзистора и включением второго. Таким образом, коэффициент заполнения утах не может быть более 0,45 (суммарное время паузы по двум выходам составляет 10%). Время паузы (dead time) можно регулировать, выбирая соответствующий номинал времязадающего конденсатора Ст. Частота работы задающего генератора определяется соотношением rt и Ст (выбор этих элементов, показанных на рис. 14.13, осуществляется из графика, рис. 14.14). Можно заметить, что ощутимые значения времени паузы получаются при достаточно больших номиналах емкости Ст. Если элементы времязадающей цепи уже выбраны, «мертвое время» можно подрегулировать в пределах 0,5...5,0 мкс подключением конденсатора Cd к выводу 3, как показано на рис. 14.15. Величина этого конденсатора находится в пределах 100...1000 пФ. Однако такой способ разработчики схемы рекомендуют использовать только в крайнем случае.
Рис. 14.13. Элементы частотозада-ющей цепи Рис. 14.14. График выбора элементов времязадающей цепи
Еще один способ регулирования dead time заключается в ограничении величины напряжения усилителя ошибки (рис. 14.16).
Усилитель ошибки (выводы 1, 2, 9) имеет коэффициент усиления 80 dB (10000) и может быть снижен до необходимой величины включением резистора RL между выводами 1(2) и 9 (в зависимости от того, прямая или инвертирующая схема включения используется разработчиком импульсного источника). Частота единичного усиления усилителя ошибки f -- 3 МГц. Разработчики микросхемы отмечают, что усилитель ошибки, не охваченный цепью обратной связи, имеет так называемый полюс передаточной характеристики в точке 250 Гц
(сдвиг фаз между входным и выходным сигналом на этой частоте достигает 45 градусов). Полюс хорошо видно на графике (рис. 14.18). Это еще одна причина, по которой нельзя использовать усилитель без цепей обратной связи, показанных на рис. 14.17.
Рис. 14.15. Дополнительный конденсатор Q, регулирующий «мертвое время» (а), и график выбора его номинала (б)
Рис. 14.16. Способ регулировки dead time посредством ограничения величины напряжения усилителя ошибки
Рис. 14.17. Обратная связь в усилителе ошибки
Источник без обратной связи может превратиться в генератор. Чтобы устранить возможность самовозбуждения, рекомендуется под-, ключать к выводу 9 корректирующую цепочку, как показано на. рис. 14.19.
Рис. 14.18. АФЧХ усилителя ошибки Рис. 14.19. Корректирующая цепочка, устраняющая самовозбуждение
Параметры микросхемы СА1524:
• напряжение питания 8...40 В;
• максимальная частота задающего генератора — 300 кГц;
• нестабильность выходного напряжения — не более 1 %;
• температурная нестабильность — не более 2%;
• диапазон емкости Ст — 0,001...0,1 мкФ;
• диапазон сопротивления rt — 1,8...120 кОм;
• входное смещение усилителя ошибки — 0,5 мВ;
• входной ток усилителя ошибки — 1 мкА;
• максимальное напряжение «коллектор-эмиттер» транзисторов Sa и Sb —40B;
• токовая защита срабатывает при превышении тока потребления микросхемы более 100 мА;
• время нарастания тока коллектора транзисторов Sa и Sb -0,2 мкс;
• время спада тока коллектора транзисторов Sa и Sb — 0,1 мкс.
Микросхема имеет также вход внешнего управления (вывод 10). Отключение происходит при подаче высокого уровня (номинальный ток 0,2 мА).
Мы вернемся к микросхеме СА1524 при практической разработке экспериментального пуш-пульного преобразователя, а сейчас рассмотрим появившиеся в последнее время маломощные интегрированные источники, построенные по пуш-пульной схеме. Нужда в маломощном преобразователе появляется тогда, когда необходимо получить напряжение, источник которого не имеет гальванической связи с остальной схемой. К примеру, цифровые устройства передачи информации по длинным линиям нуждаются в таких источниках. Помеха, наведенная в длинной линии, может повредить передающее и приемное устройства, поэтому линия связи развязывается с помощью согласующих трансформаторов или оптоэлектронных приборов. Активные согласующие линейные устройства требуют питания.
Второй пример использования гальванически развязанных источников гораздо ближе к тематике книги. Чуть позже мы будем рассматривать так называемый бутстрепный метод управления двухтактными каскадами. Мы увидим, что в данной схеме нужен источник, гальванически развязанный с общим проводом. В динамическом режиме эту функцию, как окажется, с успехом может выполнить конденсатор. А вот в статическом режиме без нормального источника не обойтись. Еще совсем недавно эта задача решалась с помощью дополнительной; обмотки на сетевом трансформаторе, что, конечно, не способствовало уменьшению габаритов схемы. Появление миниатюрных преобразователей изящно решило эту проблему [55].
Для примера разберем устройство микросхемы DCP0115 фирмы] Burr-Brown [56], функциональные узлы которой показаны на рис. 14.20, а внешний вид — на рис. 14.21. В составе микросхемы имеется высокочастотный генератор и двухтактный каскад, работающий; с частотой 400 кГц. К силовому каскаду подключен миниатюрный трансформатор, который, тем не менее, позволяет получить мощность 1 Вт на нагрузке (при выходном напряжении 15 В). Имеются также схема мягкого старта и схема блокировки при перегреве с возможностью восстановления после отключения. Выводы синхронизации' (sync in, sync out) используются, когда микросхема работает совместно с другими импульсными источниками, имеющимися в приборе. Синхронизация позволяет избежать биения частот и снизить излучаемые радиопомехи. Микроисточник выполнен в корпусе DIP-14.
Дата публикования: 2014-11-04; Прочитано: 5452 | Нарушение авторского права страницы | Мы поможем в написании вашей работы!