Диференціальні підсилювачі (ДП ); – Операційні підсилювачі( ОП )

В аналогових ІМС, особливо в напівпровідникових, між окремими підсилювальними каскадами відсутні роздільні конденсатори, тому для з’єднання окремих каскадів підсилення використовується лише гальванічний (омічний) зв’язок (зв’язок за постійним струмом). Таким чином, розширюється межа частотної характеристики підсилювача до f _н = 0. Тобто АІС є підсилювачами постійного струму. В той же час омічний зв’язок між каскадами обумовлює необхідність додаткових схемних рішень. Найбільш вагомими є задачі стабілізації режиму підсилювального каскаду та зсуву рівнів напруг.

6.3.2. Схеми стабілізації режиму роботи каскаду підсилення.

Нестабільність положення робочої точки інтегрального транзистора може бути спричинена старінням елементів ІМС, дрейфом параметрів мікросхеми, нестабільністю напруги джерела живлення. Через відсутність роздільних конденсаторів повільна зміна напруги підсилюється наступними каскадами, а в деяких випадках, коли інформаційний сигнал має постійну складову, небажані зміни напруги внаслідок дрейфу викликають значні похибки. Тому стабільність точки спокою є запорукою якісної роботи АІС. Найбільший вплив на зміщення робочої точки чинить температурна нестабільність параметрів елементів ІМС.

У дискретних схемах та у гібридних ІМС для забезпечення режиму спокою і його термостабілізації використовують резистивні кола зміщення і введення місцевих кіл негативного зворотного зв’язку. При цьому резистори шунтуються конденсаторами великої ємності, що виключає вплив цих кіл на передачу інформаційного сигналу.

У напівпровідникових ІМС застосуванням елементів негативного зворотного зв’язку є недоцільним, оскільки формування конденсаторів великих ємностей практично неможливе.

Під впливом зміни температури зміщуються статичні характеристики транзистора (див. рис.4.11). З підвищенням температури змінюється колекторний (вихідний) струм I_С..

Таким чином, для стабілизації режиму АІС у схемі необхідно передбачати генератор стабільного струму, який забезпечить незмінний струм в навантаженні при зміні його опору або вхідної напруги. Нагадаємо, що генератор струму характеризується великим внутрішнім опором, який значно перевищує опір навантаження (R _г >> R _н).

У напівпровідникових ІМС формування резисторів з великим опором недоцільне (планарні резистори займають велику площу). Тому використовують параметричні методи температурної стабілізації положення робочої точки.

Принципова схема параметричного стабілізатора струму зображена на рис. 6.4.

Рис.6.4. Принципова схема генератора стабільного струму

Показані напруги та струми зв’язані таким рівнянням:

E ₀ = U ₁ + I_{E 1}R1 = U_{BE 2} + R ₂ I_{Е 2}.

Знехтуємо малим струмом I_{B 2}, тоді I_{E 1} = I_{C 1} і I_{E 2} = I ₀.

Якщо опори резисторів R ₁ = R ₂ однакові, а параметри та характеристики транзисторів VT₁ та VT₂ співпадають, що досягається в ІМС, то I ₀ = I ₁. Тобто струм у навантаженні повторює вхідний струм I_{C 1}. Таку схему називають “ струмовим дзеркалом ”.

Відносна нестабільність струмів транзисторів VT1 і VT2 однакова.

Таким чином, щоб стабілізувати струм I ₀ (I_{C 2}), необхідно з достатньою точністю стабілізувати струм I_{C 1}.

Вхідний струм I_{C 1} = (E_C - E ₀)/ R ₀. За умови E_C >> E ₀ струм I_{C 1} визначається зовнішніми параметрами E_C та R ₀. Отже, заданий режим транзистора VT 1 і його колекторний струм I_{C 1} (а відтак і струм I ₀) можна забезпечити добиранням зовнішніх елементів: резистора R ₀ і напруги джерела живлення. Визначають їх з урахуванням допустимих значень відносної зміни температури Δ T / T, опору резистора Δ R ₀ / R ₀, струму навантаження Δ I ₀ / I ₀ та напруги джерела живлення E_C / E_C.

Якщо R ₁ ≠ R ₂, то і I_{E 1} ≠ I_{E 2}, але зберігається рівняння U ₁ = U_{BЕ 2} і I_{E 1} R ₁ = I_{E 2} R ₂. Звідки I ₀ = I ₁(R ₁ R ₂).

У даному випадку струм може наслідувати струм I_{C 1} як в “збільшеному” так і в “зменшеному” масштабі залежно від співвідношення опорів. Цей масштаб не перевищує декількох одиниць.

Розглянута схема широко використовується для стабілізації режиму диференціальних підсилювачів як в окремому виконанні так і в складі операційних підсилювачів.

6.3.3. Схеми зсуву рівнів напруг

Інтегральні підсилювачі є підсилювачами постійного струму. Завдяки омічному зв’язку на базу транзистора кожного наступного каскаду поступає не тільки корисний інформаційний сигнал, але й постійна складова напруги з

колектора попереднього каскаду.

В багатокаскадних підсилювачах ця складова “накопичується”, що викликає певні затруднення. Дійсно, напруга U_ВЕ = 1В. Напруга на колекторі попереднього каскаду в точці спокою може досягати значень 0,1 Е_C …0,5 Е_C … Е_C, тобто значно перевищує необхідну напругу U_ВЕ. Щоб забезпечити необхідний режим в даному випадку, підвищують потенціал емітера. Це досягається вмиканням в його коло резистора, що зменшує коефіцієнт передачі інформаційного сигналу.

Для того, щоб усунути постійну складову на вході наступного каскаду, але по можливості без втрат передати корисний сигнал, використовують спеціальні схеми зсуву рівнів напруг. Такі схеми забезпечують

стабільну роботу каскадів, не вносячи помилок в постійну складову сигналу зі зміною напруги живлення і температури навколишнього середовища. Найчастіше схеми зміщення рівнів будують на основі генераторів стабільного струму.

Найпростішою схемою зсуву рівнів напруг є емиітерний повторювач. Він є основою інших більш складних схем (рис.6.5).

Розглянемо процес зменшення постійної складової напруги U ₁, що діє на базі VT1 разом зі змінним інформаційним сигналом U _ВХ. Потенціал емітера VT1 нижчий від потенціалу бази на незначну величину U_{BE 1}. Коефіцієнт передачі за напругою G_U = 1.

На діоді VD1 спадає пряма напруга U_F = U_{BE 1}. За необхідності включають m діодів.

Транзистори VT2, VT3, резистори R 1, R 2 та R 4 утворюють генератор стабільного струму I ₀, який забезпечує необхідний спад напруги на резисторі R 3.

Співвідношення між вхідним U ₁ та вихід-ним U ₂ постійними рівнями

U ₁ - U ₂ = (m +1) U_F + I ₀ R ₃

Змінюючи значення m, I ₀ та R 3 можна забезпечити будь-який зсув рівня напруги. При цьому змінний інформаційний сигнал передається майже без спотворень.

Такі схеми широко використовують у багатокаскадних інтегральних підсилювачах, зокрема в операційних підсилювачах.

6.4.Однокаскадні багатоцільові підсилювачі

Однокаскадні підсилювачі в інтегральному виконанні являють собою монолітну схему, яка містить в собі всі необхідні елементи (транзистори, діоди, резистори і ін.) в інтегральному виконанні та підсилює електричні сигнали без вмикання додаткових елементів. Такі підсилювачі подібні до багатоцільових пристроїв, оскільки, змінюючи в них комутацію зовнішніх виводів та способи приєднання джерела сигналів і навантаження, можна одержати підсилювачі з різними характеристиками та різними схемами вмикання (СЕ, СБ, СК). В окремих випадках інтегральні підсилювачі при розробці конкретних вузлів доповнюють навісними елементами.

На рис.6.6, а показана принципова схема, а на рис.6.6, б – схема вмикання попереднього підсилювача низької частоти серії 119 (мікросхема 119УН1). При такому вмиканні вхідний інформаційний сигнал подається на вхід 4, а знімається з виходів 5 та 11. На виводі 5, як і в схемі із ЗЕ сигнал змінює полярність. Це інвертуючий вихід, що відповідно позначається на схемі вмикання (кільце на рис.6.6, б). Такеж позначення використовують і в цифрових ІМС для виділення інвертуючих виводів.

Опором навантаження колекторного кола змінному струму є резистор R 3, тому що приєднаний до виводу 12 і корпусу навісний конденсатор ємністю 15,0 мкФ шунтує за змінним струмом резистор R ₂. Таке вмикання дозволяє забезпечити термостабілізацію робочої точки дією негативного зворотного зв’язку за напругою для постійного струму (колекторна стабілізація). Зміна температури, а отже і струму колектора відбувається повільно. Конденсатор не шунтує резистор R 2 і на ньому формується додатковий спад напруги, викликаний збільшенням колекторного струму при підвищенні температури. Це - схемне вмикання, яке протидіє зміні колекторного струму. Так само резистор R 5 з конденсатором великої ємності 15,0 мкФ утворює ланцюжок емітерної термостабілізації внаслідок негативного зворотного зв’язку за постійним струмом.

Рис.6.6. Підсилювач 119 УН1:

а – принципова схема;

б – схема вмикання

На виході 11 формується неінвертований сигнал, як і в схемі із СК. При вмиканні АІС, показаному на рис.6.4, б, вихідні сигнали формуються одночасно на двох виходах 5 і 11. Тобто створена можливість одержувати протифазні (парофазні) сигнали.

Відповідним вмиканням зовнішніх навісних конденсаторів можна забезпечити побудову підсилювача із СЕ, СБ або із СК.

Наведений приклад ілюструє принципово новий підхід проектування радіоелектронної апаратури із застосуванням ІМС. У дано­му випадку нові вузли та блоки утворюються за допомогою готових функціональних вузлів. Таким чином, реалізується функціо­кально- вузловий метод проектування Параметри конкретної апара­тури досягаються відповідним вмиканням виводів ІМС та розрахун­ком навісних компонентів.

Такий самий підхід зберігається при використанні більш складних АІС.

6.5.Диференціальні підсилювачі

Диференціальні підсилювачі (ДП) належать до балансних (мостових) схем підсилювачів постійного струму. Якість ДП здебільшого визначається ідентичністю параметрів пари транзисторів. У дис­кретній транзисторній схемотехніці це виконати важко, а тому такі схеми використовують рідко. Структура диференціального підсилювача узгоджена з прин­ципами інтегральної технології, за якою можливе виготовлення пари транзисторів з майже ідентичними параметрами (дві структу­ри розташовані поруч на одній підкладці і формуються одночасно за однакових умов).

Схеми ДП були розроблені і широко використовувалися ще на етапі електровакуумної електроніки. Їх впровадження було одним з ефективних напрямів побудови підсилювачів постійного струму (ППС), які дозволяли обробляти інформаційні сигнали в пристроях автоматичного контролю та регулювання для регістрації таких величин, як потужність, кут зсуву фаз, тиск, температура, світловий потік, прозорість і ін. Такі електричні та неелектричні параметри зазвичай просто перетворюються в струми або напруги, що повільно змінюються, а відтак частота таких сигналів складає тільки одиниці або навіть частки герца. Для підсилення таких струмів або напруг необхідні підсилювачі, смуга частот яких має нижню межу f _н = 0.

Підсилювачі постійного струму широко використовуються в електронних обчислювальних машинах і вимірювальній техніці, медицині, ядерній фізиці та в інших областях техніки.

При побудові та експлуатації ППС виникає важлива задача: забезпечення стабільної роботи підсилювача при зміні напруги джерела живлення, режимів транзистора, параметрів елементів та інших дестабілізуючих факторів. Формування вихідної напруги під дією цих факторів фактично не відрізняється від змін, викликаних дією на вході корисних сигналів.

Зміни вихідної напруги, що не пов’язані зі вхідними інформаційним сигналом, а зумовлені внутрішніми процесами в підсилювачі, називають дрейфом нуля підсилювача. Напруга дрейфу на виході ППС може виявитись одного порядку з напругою корисного сигнала. Це викликає недопустимі інформаційні спотворення.

Схеми диференціальних підсилювачів будуються за мостовими схемами, що дозволяє вирішити описану вище проблему через суттєве зменшення дрейфу нуля.

Типова принципова схема та схема вмикання диференціального підсилювача в інтегральному виконанні показана на рис.6.7. Це мікросхема К118УД1: напівпровідниковий однокаскадний диференцальний підсилювач постійного струму серії 118. По суті така схема являє собою міст, плечами якого є резистори R 1 = R 5 і внутрішні опори транзисторів VT1 та VT4 (диференціальна пара).

Рис.6.7. Диференціальний підсилювач К118УД1: а – принципова схема; б – схема вмикання

До однієї діагоналі моста (виводи 7 і 14) підводиться напруга одного або двох джерел живлення (+ Е_С і – Е_Е), а до другої (колектори VT1 і VT4) вмикається навантаження (виводи 5 і 9). Якість роботи такої схеми визначається симетрією обох пліч, тобто ідентичністю параметрів транзисторів VT1 та VT4, рівністю опорів R 1 i R 5. У початковому стані (до появи інформаційного сигналу) ДП повинен бути збалансований, а значить напруга на навантаженні дорівнює нулю (U _н = | U_{С 1} – U_{C 2}| = 0). При дії різних дестабілізуючих факторів (наприклад, підвищенні + Е_С) одночасно зміниться напруга колекторів, а різницева напруга колекторів, тобто напруга на навантаженні, залишиться незмінною (U _н» 0).

Для стабілізації режиму роботи в схемі використовується генератор стабільного струму на транзисторі VT2, функціонування якого описано в розділі 6.3.2. Коло зміщення побудоване на резисторах R 3, R 4, R 6 та транзисторі VT3 у діодному вмиканні. Це забезпечує режим роботи генератора стабільного струму і температурну стабілізацію мікросхеми.

При вмиканні навантаження між колекторами транзиторів VT1 і VT4 використовують симетричний вихід, а при зніманні напруги вихідного сигналу з колектора одного з транзистрорів відносно заземленого провідника – несиметричний вихід. Вихідний інформаційний сигнал може подаватися: на один із входів (3 або 10) відносно заземленої точки (несиметричний вхід), або ж одночасно на два входи (симетричний вхід).

При подачі інформаційного сигналу на симетричні входи на базах вхідних транзисторів VT1 і VT4 діють напруги протилежних знаків (Δ U_{B 1} = - Δ U_{B 2}). Такі сигнали називають диференціальними. Ідеальний ДП реагує тільки на диференціальний сигнал, звідси – назва цього типу підсилювачів.

Ефективно проявляється важлива особливість диференціального підсилювача, яка обумовила їх широке використання. Це: значне підсилення інформаційного (диференціального) сигналу та значне ослаблення синфазного сигналу завади.. Синфазні вхідні напруги U_СІ – це напруги між кожним з входів ІМС та спільним виводом, амплітуди та фази яких збігаються Коли джерело інформаційних сигналів (датчик) вмикається до симетричного входу диференціального підсилювача, на ньому діють протифазні або різнополярні сигнали.

Амплітуда вихідного сигналу визначається різницею напруг на симетричному вході. У результаті відповідно змінюється напруга на колекторах транзисторів VT1 і VT4. Коефіцієнт підсилення диференціального сигналу А_U визначається відношенням приросту вихідної напруги до приросту вхідної за формулою:

Напруга завади діє синфазно, тобто або підвищує, або зменшує одночасно напругу на обох входах 3 і 10. Це викликає відповідні синфазні зміни напруг на колекторах. У випадку ідеального джерела струму сигнал на виході диференціального підсилювача відсутній. У реальних схемах під дією синфазного сигналу на виході існує синфазна напруга розбалансування Δ Е _сф, яка додається до корисного сигналу, зумовлюючи сигнал помилки. Коефіцієнт підсилення синфазного сигналу A_UC значно менший за A_U. Диференціальний підсилювач тим якісніший, чим меншу різницю вихідних сигналів він може розрізнити на фоні великого синфазного сигналу, зазвичай створеного дією дестабілізуючих факторів. Ця важлива властивість ДП оцінюється коефіцієнтом ослаблення синфазної складової (в децибелах):

Типові значення цього параметра - 60…80 дБ. Це свідчить про високу завадостійкість підсилювача. Мікросхема КІІ8УДІА забезпечує ослаблення вхідних синфазних напруг не менше ніж 60 дБ (G _A1/ G _сф = 10³).

Диференціальні підсилювачі належать до типових схем універсального призначення. Вхідні сигнали можна подавати не лише на диференціальні входи 3 і 10, але і на входи генератора постійного струму 2 і 12. Це також може бути або симетричний, або несиметричний вхід.

Багато входів і виходів забезпечують широкі можливості введення і комбінування негативного та позитивного зворотного зв`язків для одержання якісних показників диференціального підсилювача та побудови різних функціональних пристроїв.

Висока завадостійкість і термостабільність диференціальних підсилювачів зумовили їх широке використання як вхідних каскадів, зокрема в операційних підсилювачах.

У технічній літературі із схемотехники, в науково-технічних журналах, довідниках представлено великий вибір диференціальних підсилювачів зі схемами вмикання та параметрами зовнішніх елементів для побудови підсилювачів, генераторів, компараторів, змішувачів частоти і ін. Вони можуть бути ефективно використані в курсовому, дипломному проектуванні та в практичнів інженерній діяльності для реалізації сучасного функціонально-вузлового методу проектування.

6.6. Операційні підсилювачі

6.6.1. Особливості ОП

Основне призначення ОП – побудова за допомогою зовнішніх навісних елементів схем із фіксованим коефіцієнтом підсилення і точно синтезованою передавальною функцією. Їх використовують для побудови широкої гами різновидів пристроїв. Стандартний підсилювач загального призначення може використовуватись приблизно в 100…150 схемах вмикання.

Схемотехніка ОП була відома ще до появи лінійних ІМС. У класичній електроніці до класу ОП відносили багатокаскадні підсилювачі постійного струму зі зворотним зв’язком. Їх використовували в аналоговій обчислюваль­ній техніці для виконання операцій алгебраїчного додавання, віднімання, множення, ділення, диференціювання, логарифмування тощо. Це і зумовило їхню назву - операційні (розв’язувальні) підсилювачі.

В інтегральній схемо­техніці ОП - це підсилювач постійного струму, який характери­зується великим вхідним, низьким вихідним опорами і дуже висо­ким коефіцієнтом підсилення за напругою. Якщо уявити ОП ідеаль­ною моделлю, то він повинен мати такі властивості: R _ВХ ®¥, R _ВИХ ®0 і G_U ®¥. Успіхи планарної технології зумовили появу серійних пар­тій ОП у вигляді інтегральної мікросхеми, що дозволило значно удосконалити їхні технічні й експлуатаційні показники. Такі ОП тепер використовуються не лише для виконання математичних операцій, а й для підси­лення, перетворення, формування і обробки електричних сигналів.

Зазвичай ОП складаєтся з трьох каскадів: вхідного, побудованого, як правило, за схемою диференціального підсилювача, проміжного підсилювача напруги та вихідного каскаду, побудованого за схемою із ЗК з додатковими елементами для покращання параметрів ОП.

Принцип побудови та функціювання складових елементів ОП розглянемо на прикладі найпростішої схеми, яка використовувалась в перших зразках інтегральних ОП. Зокрема на прикладі інтегральної мікросхеми 140УД1 (А, Б) – напівпровідникової ІМС серії 140. Конструктивно ОП 140УД1 розміщується на кремнієвій пластині розміром 1,1х1,1 мм. Принципова схема ОП показана на рис.6.8.

Як вхідний каскад використовується один з видів диференціального підсилювача на транзисторах VT1 та VT2 з джерелом стабільного струму на транзисторі VT3 і колом температурної стабілізації на транзисторі VT6 в діодному ввімкненні (струмовим дзеркалом). Така стабалазація розглядалась в розділі 6.3.2.

Рис.6.8. Принципова схема ОП

Другий (проміжний) каскад ОП виконаний на транзисторах VT4 та VT5 також за схемою диференціального підсилювача, але з несиметрисним виходом. Він виконує дві функції: підсилення напруги та перетворення двофазного сигналу, що формується на колекторах транзисторів VT1 та VT2 в однофазний, що формується на колекторі транзистора VT5.

Струм другого каскаду не фіксується джерелом стабільного струму в колі емітерів транзисторів, оскільки на його входи поступає вже підсилений інформаційний сигнал, в якому синфазна складова практично відсутня (заглушається першим каскадом). Це дозволяє реалізувати в другому каскаді режим роботи з міліамперними струмами, що забезпечує підсилення напруги з коефіцієнтом порядку кількох сотень.

При використанні диференціальних підсилювачів максимальний коефіцієнт підсилення за напругою одержують при підключенні навантаження до симетричного виходу. Операційні підсилювачі мають однофазний вихід. Щоб забезпечити перехід від симетричного виходу до несиметричного без втрати коефіцієнта підсилення за напругою транзистор VT4 вмикають за схемою із СК. Розглянемо як відбувається передача сигналів.

Припустимо, що на симетричні входи ОП подається імпульсний сигнал, на вході 10 напруга збільшується, на вході 9 – зменшується. На рис.6.8 це зображається позитивним та негативним імпульсами. У результаті на колекторах транзисторів VT1 та VT4 сформуються інвертовані імпульси. З колектора транзистора VT2 імпульс позитивної полярності подається на базу транзистора VT4, ввімкнутого за схемою із СК (емітерний повторювач). На об’єднаних емітерах транзисторів VT4 та VT5 формується позитивний імпульс. Потенціал емітера транзистора VT5 зростає, а напруга U_BE цього транзистора зменшується, він закривається, струм колектора зменшується, зумовлюючи підвищення напруги на колекторі (U_C = E_C – I_CR_C). Одночасно негативний імпульс з колектора транзистора VT1 подається на базу транзистора VT5, що також спричиняє зменшення колекторного струму. Таким чином, на колекторі транзистора VT5 формується однофазний сигнал, амплітуда якого пропорційна обом сигналам симетричного виходу першого каскаду.

Вихідний каскад ОП, виконаний на транзисторах VT7...VT9, є однотактним підсилювачем, що працює в режимі підсилення А. Транзистор VT8, увімкнений за схемою емітерного повторювача, забезпечує зсув рівня напруг. За відсутності вхідних сигналів і використанні двох джерел живлення напруга на виході (на емітері транзистора VT9) повинна дорівнювати нулю, а на базі – близько 0,4…0,8 В. Напруга на колекторі транзистора VT5 значно перевищує цю величину (може досягати + E_C). Повторювач на транзисторі VT8 узгоджує проміжний та вихідний каскади за рівнем постійної напруги. Зарядна ємність діода VD1 діє як прискорювальний конденсатор, зменшуючи спотворення різких перепадів сигналу.

Транзистор VT7 виконує дві функції: є генератором стабільного струму в схемі зсуву постійного рівня напруги, забезпечуючи необхідний спад напруги на резисторі в колі емітера транзистора VT8; вмикається в коло позитивного зворотного зв’язку вихідного каскаду – емітерного повторювача на транзисторі VT9. Це дозволяє підвищити вхідний опір всього вихідного каскаду, зменшити вихідний опір та підвищити коефіцієнт підсилення до 5. Підсилювач 140УД1 забезпечує коефіцієнт підсилення за напругою в декілька тисяч в діапазоні частот до 5 МГц.

Таким чином, позитивний імпульс, що формується на колекторі транзистора VT5, підсилюється і без зміни полярності виділяється на виході 5. Сигнал такої полярності подавався на вхід 10, тому цей вхід називають неінвертувальним. На вхід 9 подавали сигнал протилежної полярності (відносно сигналу, одержаного на виході 5), тому цей вхід називають інвертувальним. На умовному графічному позначення ОП такий вхід позначають кільцем.

Залежно від схеми вмикання ОП до джерела інформаційних сигналів розрізняють: диференціальне, інвертувальне і неінвертувальне вмикання ОП. Диференціальне вмикання розглядалось в розділі 6.4 при аналізі диференціального підсилювача. Розглянемо особливості інвертувальної та неінвертувальної схем вмикання.

Для спрощення розрахунків і аналізу схем користуються згаданою вище ідеальною моделью. Оскільки R _вх = ∞ вихідний струм ОП I _вх = 0. Через нескінченно великого внутрішнього коефіцієнта підсилення і вихідного опору, що дорівнює нулю, максимальна амплітуда вихідного сигналу, яка не може перевищувати напругу джерела живлення (як і в звичайних підсилювачах), досягається при вхідній напрузі майже дорівнює нулю адже G_U = ∞). Все це відповідає принципу віртуального замикання вхідних зажимів ОП (рис.6.9). При віртуальному замиканні, як і при звичайному замиканні, напруга між замкненими затискачами дорівнює нулю. Але в даному випадку струм між віртуально замкненими затискачами не протікає, тобто для струму віртуальне замикання еквівалентне розриву кола. З урахуванням цього проведемо аналіз згаданих вище схем вмикання ОП.

6.6.2.Інвертувальна схема вмикання ОП

Така схема показана нарис.6.10. Використовуючи принцип віртуального замикання, знаходимо, що I _вх = (U _вх - 0) / Z, а вихідна напруга U _вих = - I _вх Z _зв – 0. Звідки коефіцієнт передачі напруги:

G_U = U _вих/ U _вх = - Z _зв/ Z.

Таким чином, коефіцієнт передачі напруги ОП зі зворотним зв’язком визначається тільки співвідношенням зовнішніх елементів зворотного зв’язку. Але треба мати на увазі, що помилка такого визначення тим менша, чим ближче параметри ОП наближаються до ідеальної моделі. Загальний коефіцієнт підсилення типових ОП може досягати 100000 і більше, що дозволяє користуватися одержаним співвідношенням.

На рис.6.10 показані комплексні опори. Вибираючи відповідний тип опору (резистор, конденсатор, індуктивність або їх комбінацію) одержують необхідний функціональний вузол.

Для побудови масштабного пілсилювача використовують резистори

(рис.6.11.). Вихідна напруга

U _вих = - (R _зв/ R ₁) U _вх .

Тобто відбувається зміна масштабу електричної величини множенням вхідного сигналу на деякий сталий коефіцієнт (R _зв/ R ₁).

Інвертуальне вмикання ширико використовують для побудови суматорів. Для цього до входу підключають декілька джерел інформаційних сигналів. Завдяки різним співвідношенням опорів резисторів встановлюється необхідний ваговий коефіцієнт,який визначає величину відповідної складової у формуванні вихідного сигналу.

В інтеграторі напруги, схема якого показана на рис.6.12 активний опір зворотного зв’язку замінений реактивним елементом – конденсатором Враховуючи параметри ідеальної моделі ОП, струм, що протікає через резистор R, знаходять за формулою: I_R = U _вх/ R = I_C

Напругу на виході визначають напругою на конденсаторі::

Якщо до входу ОП прикласти напругу у вигляді стрибка із сталою амплітудою U _вх, то

U _вих = - U _вх t / RC,

де RC - стала часу інтегратора.

Інвертувальний підсилювач реагує на низькочастотні вхідні інформаційні сигнали аж до частоти f _н = 0, тобто на сигнали постійного струму. Амплітуда і форма вихідного сигналу залежать від амплітуди вхідного сигналу U _вх та співвідношення тривалості вхідного імпульса і сталої часу інтегратора. Тому інтегратор можна ефективно використовувати як низькочастотний функціональний вузол оптимальної обробки сигналів, зокрема для побудови генераторів пилоподібної напруги. Якість виконання операції інтегрування тим вища, чим більша стала часу порівняно з тривалістю вхідного сигналу.

Схема диференціюючого підсилювача показана на рис.6.13. В такому присторї елемент Z інвертувальної схеми вмикання (рис.6.6) являє собою реактивний компонент – конденсатор. Враховуючи особливості ідеальної моделі ОП, струм, що протікає через конденсатор, можна визначити за формулою

I_C = C (dU _вх/ dt) = I_R .

Тоді напруга на виході

U _вих = - I_RR = - RC (dU _вх/ dt),

де RC = t - стала часу.

Точніть виконання операції диференціювання визначається співвідношенням тривалості вхідного сигналу t _c та сталої часу.

Якщо t _c>> t, то при подачі на вхід прямокутного імпульсу тривалістю t _c на виході одержимо продиференційований сигнал (дуже короткий негативний та

позитивний стрибки напруги, (рис.6.13). Полярність імпульсів показана з урахуванням інвертувального вмикання ОП.

6.6.3.Неінвертувальне вмикання.

Така схема вмикання ОП показана на рис.6.14. Напруга зворотного зв’язку з виходу подається на інвертувальний вхід підсилювача, а вхідний сигнал - на неінвертувальний вхід. За умов ідеального ОП коефіцієнт передачі за напругою визначають спів- відношення між вихідною напругою U _вих і напругою зворотного зв’язку U _з.з, яка формується на опорі Z:

.

Враховуючи принцип віртуального замикання (рис.6.7), одержують U _зв = U _вх, а відтак:

.

При неінвертувальному вмиканні ОП коефіцієнт передачі за напругою так само як і при інвертувальному, визначають зовнішніми навісними елементами.

Рис.6.12 Неінвертувальна схема вмикання ОП

Якщо Z _з.з = 0, то G_U = 1. Це дозволяє побудувати повторювач напруги U _вих = U _вх. Вихідна напруга повторює вхідну за фазою і амплітудою. Схема повторювача показана на рис.6.13. Вона відрізняється дуже високим вхідним опором та малим вихідним опором. Останнє дозволяє підключати до ОП навантаження з опором 0,3…1 кОм.

Повторювачі напруг широко застосовуються як вхідні та вихідні вузли радіоелектронних пристроїв.

Промисловість випускає багато типів ОП.

Операційні підсилювачі 140УД6; 140УД14 побудовані за двокаскадними схемами з використанням супербета транзисторів. Завдяки таким транзисторам ці ОП мають вхідний опір 2·10³ і 30·10³ Ом при дуже малих струмах (30 і 2 мкА) відповідно. Коефіцієнт підсилення згаданих ОП G_U = (50…70)·10³. У схемі ОП типу 544УД1 вхідний опір підвищений до 100 МОм завдяки використанню у вхідному диференціальному каскаді ПТ.

Розроблені також інтегральні прецизійні ОП з високою стабільністю характеристик, малими шумами і низьким рівнем дрейфу нуля. До таких схем належить ОП 153УД5.

6.6.4. Імпульсний режим ОП

Для використання ОП в аналогових пристроях (підсилювачі, генератори гармонічних коливань та ін.) вхідний сигнал повинен мати такий рівень, щоб використовувати нахилені ділянки кривих передавальної характеристики ОП (див. рис. 11.2, б), коли вихідна напруга пропорційно залежить від вхідної. В імпульсному режимі роботи рівні вхідного сигналу перевищують значення, які відповідають лінійній області передавальної характеристики. При цьому вихідна напруга досягає U⁺ _вих.mахабо U ^- _вих.mах. Ці рівні вихідної напруги є сталими (сприятлива умова для формування незмінної вершини імпульсу) і майже дорівнюють напругам джерел живлення E та E ОП. Незмінність означених рівнів за величиною зумовлено незмінністю за величиною горизонтальних ділянок кривих передавальної характеристики ОП, які відповідають режиму повністю закритого (режим відсікання) або повністю відкритого (режим насичення) транзистора вихідного каскаду (найчастіше емітерний повторювач) ОП.

Таким чином, ОП, як і поодинокий біполярний транзистор, може працювати як у лінійному, так і в імпульсному режимі.

Властивості та параметри ОП дозволяють ефективно використовувати їх для побудови імпульсних пристроїв, зокрема компараторів. У таких функціональних вузлах порівнюються дві напруги, що надходять до входів (або на один вхід) підсилювача – вхідна, що змінюється, і опорна. Опорна напруга позитивної або негативної полярностей незмінна за величиною. Коли вхідна напруга досягає рівня опорної, на виході ОП відбувається зміна полярності напруги, наприклад, U ^– _вих.mахна U ⁺ _вих.mах.

Компаратори напруги. Компараторне ввімкнення ОП використовують для порівняння напруги джерела сигналів U _д з опорним сигналом U ₀. Компараторний режим ОП частіше застосовують без зовнішніх кіл негативного зворотного зв’язку, подаючи порівнювані сигнали на один або обидва входи підсилювача.

Для порівняння різнополярних напруг на вході використовують одновходовий компаратор (рис.6.14, а), в якому опорний сигнал і досліджуваний надходять до інвертувального входу ОП. В інтервалі часу 0... t ₁ (рис. 11.17, б) виконується нерівність | U _д |<| U ₀ |, тому U _вх > 0 і напруга на виході компаратора U _вих = U ^– _вих.mах E ^–_С (напруга на інвертувальному вході і на виході різнополярні). У момент часу t ₁ вхідний сигнал досягає порогового значення

U _l = U _вх.пор = U ₀ R ₁| R ₂

після цього перевищує його за абсолютним значенням, яке відповідає негативному потенціалу на інвертувальному вході ОП (U _вх < 0), що супроводжується перемиканням компаратора в інший стан, в якому U ^– _вих.mах E⁺_С. Моменту часу, якщо виконується рівність U _д = U _вх.пор, відповідає нестійкий режим підсилювача компаратора. При цьому нахил передавальної характеристики визначається власним коефіцієнтом підсилення K_U. Тому відсутність в ОП негативного зворотного зв’язку сприяє підвищенню швидкості перемикання компаратора.

У двовходовому компараторі (рис. 11.17, в) сигнали, які порівнюють, надходять до обох входів ОП. Тому стан виходу компаратора (полярність вихідної напруги) визначається більшою за рівнем напругою одного з входів, що відображено передавальною характеристикою компаратора (рис.11.17, г). Якщо вхідні напруги однакові, вихідна напруга компаратора дорівнюнулю аналогічно роботі інтегрального ОП. Рівень вхідної напруги компаратора обмежується допустимою синфазною напругою ОП.

Рис. 6.14. Компараторне вмикання ОП:

а – порівняння різнополярних напруг; б – зміна напруг на вході і виході;

в – двовходовий компаратор; г – зміна напруг

Основним показником ОП, що працюють в імпульсному режимі, є їх швидкодія, яка оцінюється затримкою спрацьовування та часом зростання вихідної напруги. Найбільшу швидкість мають спеціалізовані ОП, що отримали загальну назву “компаратори”, які призначені для імпульсного режиму роботи. Затримка спрацьовування таких мікросхем менше 1 мкс, а час зростання вихідної напруги становить соті частки мікросекунди.

6. 7. Поточний самоконтроль

6.7.1. Завдання для моделювання та дослідження схем в середовищі EWB

6.7.1.1. Побудувати модель масштабного підсилювача (рис.6.15) та дослідити зміни коефіцієнта підсилення і верхньої межової частоти при збільшенні опору зворотного зв`язку в 50 та 100 разів.

Рис.6.15. Модель для дослідження масштабного підсилювача

6.7.1.2. Побудувати суматор с метою формування складного електричного

сигналу, відображеного на рис.6.16.

Рис.6.16.Модель

суматора (а) та

осцилограми на вході і виході (б)

Розрахувати та експериментально підібрати частоти та амплітуди вхідних інформаційних сигналів.

6.7.1.3. Побудувати модель (рис.6.17) та дослідити коефіцієнт пригнічення синфазної завади.

В початковому стані на вході ОП діють: корисний інформаційний сигнал від джерела V7 (BIPOLAR VOLTAGE) амплітудою 10 мВ та два синфазних сигнали від двох симетричних генераторів V5 та V6 амплітудою 3В. Зафіксуйте осцилограму на виході ОП. Сформуйте асиметричний сигнал завади. Для цього виставте амплітуду генератора V5 на рівні 3.005 В. Зафіксуйте та поясніть осцилограму на виході ОП.

Рис.6.17. Модель дослідження впливу синфазної завади

6.7.1.4. Дослідити ефективність використання емітерного повторювача для узгодження високоомного опору датчика з низькоомним опором навантаження (рис.6.18).

Рис.6.18. Модель дослідження емітерного повторювача

При двох положеннях перемикача S1 зняти залежність вихідної напруги датчика (ХММ1) від опору навантаження (5%, 50%, 95%), коли опір навантаження підключається безпосередньо до датчика (R2) та через емітер ний повторювач (R4, ХММ2).

6.7.1.5. Дослідити компаратор в режимах фіксації рівнів напруги (рис.6.19).

Такий пристрій широко використовують при аналого-цифровому перетворенні ЕІС. На першому етапі рівень аналогового сигналу перетворюється в тривалість часу від початку пилкоподібної напруги до моменту досягнення нею рівня вхідного (аналогового, синусоїдального) сигналу.

У випадку, показаному на рис.6.19-б, маємо 393.8 мкс. Дослідіть залежність вказаної тривалості часу від амплітуди синусоїди. Для цього амплітуду пилки встановіть на рівні 400…500 мВ, а синусоїду змінюйте від 10 до 300 мВ .

а б

Рис.19. Модель дослідження компаратора (а)та осцилограми на входах і виході (б)

6.7.2. Контрольні запитання

6.7.2.1. Які особливості ІМС як нового типу електронних приладів?

6.7.2.2. Як класифікують ІМС за функціональним призначенням і техноло-

гією виготовлення?

6.7.2.3. Розшифруйте систему умовних позначень ІМС.

6.7.2.4. Чому в АІС використовують генератори стабільного струму та схе-

ми зсуву рівнів напруг?

6.7.2.5. Чому диференціальні підсилювачі в інтегральному виконанні знахо-

дять широке використання?

6.7.2.6. Як визначається коефіцієнт пригнічення синфазної завади?

6.7.2.7. Які параметри має ідеальний ОП?

6.7.2.8. Накресліть схему неінвертуального вмикання ОП. Як визначається коефіцієнт підсилення?

6.7.2.9. Накресліть схему інвертуального вмикання ОП. Як визначається коефіцієнт підсилення?

6.7.2.10. Охарактеризуйте функціонально-вузловий метод проектування РЕА.