Формирование цифрового сигнала в линии передачи

Линейный тракт ЦСП начинается с оборудования линей­ного тракта оконечной станции (см. раздел 1). На выход ОЛТ подается цифровой сигнал, сформированный так, чтобы его удобно было передать по линии. Рассмотрим соображения, которыми руководствуются при формировании такого сигнала.

Обязательным элементом ОЛТ является линейный транс­форматор. Известно, что любой трансформатор не пропуска­ет постоянный ток. Частотная характеристика трансформато­ра вносит бесконечно большое затухание на нулевой частоте и большое затухание на близких к ней частотах. В то же вре­мя однополярный двоичный сигнал ИКМ содержит постоян­ную составляющую. Более того, нулевая частота («постоян­ная составляющая») и близкие к ней частоты имеют самые большие амплитуды.

В качестве примера на рис. 2.1, а показан энергетический спектр G(f) случайной последовательности однополярных импульсов с постоянным (детерминированным) перио­дом Т_Т и длительностью импульса Т_И. Видно, что этот спектр состоит из непрерывной Gн (f) и дискретной Gд (f) состав­ляющих. При этом

, (2.1)

где с_Р— среднее значение импульсной последовательности, — дисперсия случайных амплитуд импульсов передавае­мого сигнала. Можно показать, что огибающие спектров G_H и G_д пропорциональны S_И²(f), где S_И(f) — спектр одиноч­ного импульса этой случайной последовательности.

. (2.2)

Здесь - тактовая частота ЦСП;

,

где q=υT_И, υ — амплитуда прямоугольного импульса, Т_И — его длительность.

Спектр S_И(f), а поэтому и G(f), имеет вид затухающих лепестков, период которых по частоте равен 1/ Т_Т. Непрерыв­ная составляющая энергетического спектра — это составляющая со сплошным спектром (на рис.2.1, заштрихована).

Дискретная составляющая спектра — линейчатая, она со­стоит из отдельных частот: нулевой, основной частоты сле­дования импульсов 1/ Т_И, а также гармоник этой частоты 2/ Т_И, 3/ Т_И и т. д. Амплитуда постоянной составляющей са­мая большая. Амплитуды частотных составляющих G_H(f) и G_д(f) в низкочастотной части спектра выше, чем на других его участках. Поэтому такой сигнал, проходя через тракт с линейными трансформаторами, претерпевает большие иска­жения, так как частотная характеристика линейного транс­форматора подавляет самые мощные составляющие его спектра. Это обстоятельство и вынудило преобразовать двоич­ный сигнал кодера ИКМ в цифровой сигнал, в котором пос­тоянная составляющая и близкие к ней частоты отсутствуют (или почти отсутствуют). При этом уменьшаются и искажения, вносимые большим затуханием на низких частотах ли­нейным трансформатором.

Рис. 2.1

Формирование цифрового сигнала с подавленными низко­частотными составляющими — основное назначение преобразователя кода (ПК). Как будет показано ниже, получить цифровой сигнал с такими свойствами удается за счет пере­хода от однополярного двухуровневого сигнала к двухполярному многоуровневому сигналу, обладающему избыточностью. Например, двоичный ИКМ сигнал, амплитудные значения ко­торого условно изображают 0 или 1, преобразуется в троич­ный сигнал вида +1, 0, —1.

Оказалось, что подавление постоянной составляющей свя­зано также с уменьшением мощности спектральных состав­ляющих цифрового сигнала, которые расположены в районе тактовой частоты f_Т. При этом уменьшается полоса частот цифрового сигнала, что позволяет уменьшить полосу про­пускания входных цепей регенератора и, тем самым, мешаю­щее действие помех. Значительное сокращение необходимой полосы частот цифрового сигнала возможно при использо­вании многоуровневых кодов. Сокращение полосы частот уменьшает действие помех, однако при этом увеличивается количество амплитудных градаций цифрового сигнала, что связано с ухудшением помехоустойчивости. Компромисс между этими двумя противоречивыми тенденциями опреде­ляет оптимальное количество уровней цифрового сигнала, которое, по расчетам, больше трех.

Избыточность кода цифрового сигнала в линии позволила использовать его для контроля исправности линейного трак­та без перерывов связи. Возможность организации такого контроля стала важной характеристикой применяемого кода.

При построении регенераторов необслуживаемых регене­ративных пунктов выяснилось, что характеристики цифро­вого сигнала в линии существенно влияют на работоспособ­ность схем восстановления тактовых интервалов (ВТИ), а, значит, на параметры регенератора и линейного тракта в це­лом. Поэтому при построении перекодирующих устройств стали требовать от сформированного ПК линейного сигнала таких свойств, которые позволили бы выделить из него ин­формацию о тактовых интервалах с высокой точностью, т. е. с малыми фазовыми дрожаниями.

Подводя итоги сказанному, сформулируем основные тре­бования, которым должен удовлетворять цифровой сигнал в линии передачи:

— минимум энергии низкочастотных и высокочастотных составляющих энергетического спектра;

— возможность качественного выделения тактовых ин­тервалов;

— возможность контроля качества линейного тракта без перерыва связи.

Рассмотрим, как влияют сформулированные выше тре­бования на параметры импульсной последовательности пе­редаваемого сигнала. Для этого вернемся к рис. 2.1. На этом рисунке слева приведены временные диаграммы, а справа — диаграммы энергетических спектров четырех вариантов им­пульсных последовательностей с детерминированным перио­дом Т_Т, фиксированной длительностью импульса Т_И (раз­ной для различных вариантов) и различной полярностью. В варианте а Т_И << Т_Т: он подробно рассмотрен ранее. В ва­рианте б Т_И = Т_Т.

Напомним, что частоты дискретной составляющей спектра кратны 1 / Т_И , а их амплитуда определяется затухающей и ос­циллирующей огибающей, которая пропорциональна квадра­ту спектра одиночного импульса S_И(f). Нули огибающей идут на частотах к/ Т_И , где к =1, 2, 3,... Так как в вариан­те б Т_И = Т_Т, то дискретные составляющие G(f), равные и кратные 1/ Т_И попадают в нули огибающей S_И²(f) и по­этому отсутствуют в энергетическом спектре. Нулевая часто­та («постоянная составляющая») попадает на максимум огибающей, поэтому ее амплитуда А₀ ≠0. Более того, можно показать, что А₀ для этого варианта максимальна.. Действи­тельно, постоянная составляющая определяется средним зна­чением сигнала за большой отрезок времени. Среднее зна­чение импульсного сигнала зависит от длительности импуль­сов Т_И этого сигнала. В рассматриваемом варианте Т_И мак­симально, поэтому максимально и значение А₀.

В соответствии с первым требованием к цифровому сиг­налу, необходимо, чтобы значение А₀ было минимальным (А₀ = 0). В соответствии со вторыми требованиями, жела­тельно иметь в спектре G (f) дискретную составляющую с частотой f_T. Колебание частоты f _T (обозначим амплитуду этого колебания А_Т) можно выделить узкополосным поло­совым фильтром (УПФ) и сформировать из него периоди­ческую последовательность импульсов тактовой часто­ты f _T (т. е. выделить тактовые интервалы).

Как видно, сигнал варианта б ни первому, ни второму требованиям не удовлетворяет, так как А₀ максимальна, а А_Т =0. Уменьшение длительности импульсов Т_И < Т_Т при­водит к появлению дискретной составляющей частоты f_T с ам­плитудой А_Т (см. варианты а и в). Можно показать, что ве­личина А_Т максимальна при Т _И = 0,5 Т_Т. Поэтому второму требованию лучше удовлетворяет импульсная последователь­ность варианта в, у которой Т _И = 0,5 Т_Т. Однако и в этом слу­чае А0=0, так как рассматривается только однополярный импульсный сигнал.

Применение биполярного сигнала (вариант г) позволяет уменьшить постоянную составляющую (говорят, сбаланси­ровать постоянную составляющую) при использовании спе­циальных кодов. Имеется большое количество балансных ко­дов, формирующих биполярный трехуровневый сигнал, у ко­торых постоянная составляющая А₀ ≈ 0. Одним из таких наиболее простых и чаще всего используемых кодов является код с чередованием полярностей импульсов (ЧПИ) (Alterna­tion mark inversion signal, или, сокращенно, AMI). Цифро­вой сигнал в линии в этом случае является биполярным троичным (см. рис. 2.1,г и 2.2,б). Однако способ его построения не удовлетворяет правилам преобразования сигнала из двоичного в троичную систему счисления, и поэтому такой сигнал называют квазитроичным.

Алгоритм работы преобразователя кода приведен в табл. 2.1 и иллюстрируется временными диаграммами рис 2.2. Возможны две разновидности такого кодирования. Выходные сигналы ПК этих вариантов отличаются знаком и показаны в колонках табл. 2.1 «Выход 1» и «Выход 2».

Таблица 2.1

Вход	Выход 1	Выход 2
11	+1	-1
12	-1	+1
13	+1	-1
14	-1	+1
…	…	…

В первом столбце табл. 2.1 показаны элементы входного сигнала 0 и 1. Во всех вариантах кодирования нуль вход­ного сигнала ПК остается нулем на выходе. А вот единица входного сигнала преобразуется по-разному, в зависимости от того, какой по счету во времени эта единица появилась на входе ПК. Первая единица (она обозначена 1₁) преобразуется на выходе в +1; вторая единица (она обозначена 1₂) преобразуется в —1 и т. д.

Рис. 2.2 Рис. 2.3

Иными словами, каждая нечет­ная единица входного сигнала не изменяет свой знак на вы­ходе ПК, а каждая четная единица входного сигнала изме­няет знак на выходе ПК.

Построить схему такого преобразователя можно различ­ными способами. Один из них показан на рис. 2.3. Схема состоит из двух идентичных трактов, в каждом из которых последовательно включены схема совпадения на два входа и формирующее устройство (ФУ). ФУ представляет собой схему одновибратора (ждущего мультивибратора), который при поступлении единицы на его вход выдает один импульс заданной высоты и длительности Т_И.

Входной сигнал поступает на схемы совпадения как верх­него, так и нижнего трактов, а также на вход триггера Т со счетным входом. Триггер Т опрокидывается каждой еди­ницей входного сигнала. В исходном состоянии триггер Т открывает схему совпадения верхнего тракта и пропускает первую единицу на формирующее устройство ФУ1 этого тракта. Первая единица входного сигнала, запустив ФУ1, оп­рокидывает триггер Т и тем самым открывает схему совпаде­ния второго тракта. Поэтому вторая единица входного сиг­нала запустит формирующее устройство ФУ2 нижнего (вто­рого) тракта и опрокинет триггер Т, открывая схему совпа­дения верхнего (первого) тракта, и т. д. Видно, таким обра­зом, что единицы входного сигнала по очереди включают сигналы ФУ1 (нечетными единицами), а затем ФУ2 (четными единицами).

Формирующие устройства верхнего и нижнего трактов подсоединены к общему выходу через вычитающее устройст­во ВУ. Поэтому нечетные импульсы входного сигнала проходят на выход ПК со своим положительным знаком, а четные импульсы входного сигнала становятся на выходе ПК отри­цательными. Так как начальное положение триггера со счет­ным входом не определено заранее, то процесс кодирования может происходить иначе, как это показано в колонке «Вы­ход 2» табл. 2.1. Свойства сигнала при этом остаются преж­ними.

Можно показать, что энергетический спектр квазитроич­ного сигнала с ЧПИ, при условии, что символы двоичного входного сигнала ПК независимы и равновероятны, равен

(2.3)

где G (f) - энергетический спектр входного однополярного двоичного сигнала (см. (2.1)). Графики G(f) и Gчпи (f) при­ведены справа на рис. 2.1, в и г соответственно. Так как мно­житель равен нулю на частотах дискретной составляющей G_д(f), т. е. на частотах f = 0, f_T, 2 f_T, то соот­ветствующие нули появляются и в спектре произведения G_ЧПИ(f). Учитывая это обстоятельство, а также то, что для двоичного сигнала с равновероятным появлением 0 и 1 дис­персия σ_С² = 0,5, получаем:

(2.4)

Видно, что в спектре цифрового сигнала, сформированного кодом ЧПИ, отсутствует постоянная составляющая. Отсутст­вие постоянной составляющей можно также увидеть не­посредственно из временной диаграммы этого сигнала (см., например, рис. 2.2, б). Так как полярности токовых им­пульсов (единиц) чередуются, то среднее значение этого сигнала за большой отрезок времени («постоянная состав­ляющая») равно нулю. Одновременно с подавлением постоян­ной составляющей уменьшается и ширина спектра цифрового сигнала.

Строго говоря (см. рис. 2.1), ширина спектра цифрового сигнала любого из рассмотренных вариантов бесконечно большая. Однако передавать спектр такой ширины нет ни возможности, ни целесообразности. Дело в том, что бо­лее 90% всей энергии цифрового сигнала сосредоточено в пер­вом лепестке его энергетического спектра. Поэтому с доста­точной степенью точности ширину спектра цифрового сиг­нала Δf_ИКМ можно определять шириной первого лепестка его энергетического спектра. Видно, что при Т_И =0,5 Т_Т

2 f_Т, для однополярного двоичного сигнала,

Δ f _ИКМ = (2.5)

f_Т, для квазитроичного сигнала.

Именно этими соображениями и руководствуются, опреде­ляя ширину спектра ЦСП Δf_ИКМ (1.1).

Вернемся к сравнению вариантов цифрового сигнала рис. 2.1. Видно, что первому основному требованию к цифро­вому сигналу, передаваемому по линии удовлетворяет толь­ко квазитроичный сигнал (см. рис. 2.1,г). К сожалению, в спектре этого сигнала, одновременно с подавленной пос­тоянной составляющей, оказались подавлены и все дискрет­ные составляющие, в том числе составляющая с часто­той f_Т, которая необходима для работы блока выделителя тактовых интервалов (ВТИ). Поэтому, в дальнейшем, во входных цепях блока ВТИ устанавливают двухполупериодный выпрямитель, который преобразует двухполярный сигнал ЧПИ в однополярный и формирует тем самым дис­кретную составляющую f_Т, (см. рис. 2.1,в). Частота f_Т, выде­ляется далее фильтром УПФ. Выпрямитель является, по су­ществу, устройством обратного преобразования сигнала ЧПИ в двоичный ИКМ сигнал. Поэтому он используется в приемнике оконечной станции ЦСП как преобразователь кода приема.

Более детальный анализ влияния цифрового сигнала на работу блока ВТИ показал, что основные отклонения фазы сформированных тактовых импульсов возникают, если в сигнале имеется подряд большое количество нулей. В свя­зи с этим появились многочисленные идеи создания модифицированных способов кодирования сигнала с ЧПИ (МЧПИ), в которых, по сравнению с описанным выше ко­дом ЧПИ, увеличивается плотность единиц в передаваемом сигнале. Поэтому такие коды стали называть кодами с вы­сокой плотностью единиц — КВП (или НДБ). Из них наиболее широкое распространение получил код КВП-3.

Для всех кодов типа КВП заранее ограничивается коли­чество нулей, которое может идти подряд в перекодирован­ном сигнале на выходе ПК. В коде КВП-3 допустимо подряд не более трех нулей. Алгоритм кодирования приведен в табл. 2.2, а на рис. 2.4 — пример такого кодирования (а — символы, б — импульсы сигнала на входе ПК, в — сиг­нал на выходе ПК кодом КВП-3).

Таблица 2.2

Сигнал ИКМ	Код КВП-3	Условие выбора варианта
	+1	В соответствии с кодом ЧПИ
-1
		То же
	000 V	n1=1, 3, 5….	См. также табл. 2.3
W 00 V	n1=0, 4, 2…

W — импульс, полярность которого противоположна полярности преды­дущего импульса; V — импульс, полярность которого повторяет поляр­ность предыдущего импульса; n₁ — количество единиц между данным и предшествующим нарушением биполярности.

Кодирование единиц в коде КВП-3 осуществляется так же, как и в коде ЧПИ. Нули, если их количество меньше или равно 3, кодируются таким же количеством нулей, как и в коде ЧПИ.

При появлении четырех нулей подряд соответствующая кодовая комбинация бестоковых импульсов заменяется на комбинацию с токовыми импульсами W и V. При этом нарушается биполярность и, если не предпринимать никаких мер, то среднее значение сигнала возрастает, т. е. появится постоянная составляющая. Чтобы не допустить появления постоянной составляющей, замена бестоковой комбинации из четырех нулей комбинацией, содержащей токовые импуль­сы, происходит каждый раз по-разному, но всегда так, что­бы полярность добавляемых импульсов W и V на одном ин­тервале нарушения биполярности (ИНБ) отличалась от по­лярности импульсов на другом. На временной диаграмме рис. 2.4 эти ИНБ отмечены фигурными скобками. Такое чередование полярностей импульсов на ИНБ позволяет ском­пенсировать увеличение среднего значения сигнала, которое произошло в (к+1)-е нарушение биполярности.

Рис. 2.4

Для того, чтобы полярность импульсов на соседних ин­тервалах нарушения биполярности изменилась, необходимо, чтобы между двумя соседними импульсами V находилось нечетное количество единиц n₁ с ЧПИ. Так, в примере рис. 2.4 на первом интервале нарушения биполярности комбинация 0000 заменяется комбинацией 000V

. На втором и треть­ем ИНБ комбинация 0000 заменяется на W00V. Использо­вание импульса W позволяет сохранить нечетное количество единиц n₁ (включая W) между двумя соседними импульса­ми V и осуществить тем самым инверсию импульсов на со­седних интервалах нарушения биполярности. Сказанное можно записать в виде алгоритма замены кодовой комбина­ции из четырех нулей на комбинацию, в которой количество нулей не более трех: на первом ИНБ замена может быть любой — 000V либо W00V; на всех последующих ИНБ, если n₁ = 1, 3, 5,..., то 000V; если n₁ = 0, 2, 4,..., то W00V.

Другой способ пояснения алгоритма замены 0000 на 000V или W00V приведен в табл. 2.3.

Таблица 2.3

+	-	-00-	W00V
-	-	+00+
+	-	000-	000V
-	+	000+

В колонках 1, 2 и 3 показаны соответственно: 1 – полярность импульса V на k -м ИНБ; 2 – полярность импульса, предшествующего (k+1)- й комбинации 0000; 3 – последовательность импульсов, которая заменяет (k+1)- ю комбинации 0000 в коде КВП-3.

В кодах ЧПИ и КВП-3 легко осуществляется контроль за качеством передачи цифрового сигнала (т. е. за качест­вом линейного тракта): в ЧПИ — по нарушению биполяр­ности, в КВП — по нарушению алгоритма нарушения бипо­лярности.

Рассмотренные троичные коды не изменяют тактовой час­тоты цифрового сигнала. Это означает, что длительность тактового интервала цифрового сигнала на входе ПК остает­ся неизменной.

Изменение тактовой частоты преобразователем кода мож­но осуществить при блочном кодировании. В этом случае m -разрядным кодовым группам входного двоичного сигнала однозначно сопоставляются n -разрядные, в общем случае l_у -уровневые кодовые комбинации. Сокращенно это записы­вают, например, так: код 6В —3T. Такая запись означает, что 6-разрядные (m = 6) двоичные (В — Binary) кодовые комбинации при кодирований преобразуются в трехразряд­ные (n = 3) троичные (Т — Тегnегу) кодовые комбинации. Скажем, код типа ЧПИ в этой символике запишется как код 1 В —1 Т, так как при кодировании ЧПИ одноразрядные двоич­ные символы преобразуются в одноразрядные троичные.

Для изменения тактовой частоты, необходимо, чтобы т ≠ п. Если т > п, то тактовая частота цифрового сигнала в линии уменьшается и равна f _ТЛ = n/mf _T, где f_T — тактовая частота цифрового сигнала на входе ПК.

Для того, чтобы при меньшем числе разрядов п перекоди­рованного цифрового сигнала в линии можно было описать 2^т возможных комбинаций кодируемых групп двоичного сиг­нала, число уровней l_y в сигнале на выходе ПК должно удов­летворять неравенству l_yⁿ > 2^m, т. е. log₂ l_y > m/ п. Значение l_у, близкое к оптимальному по критерию эффективности ЦСП, приблизительно равно 5.

Сформированный ПК оконечной станции цифровой сигнал передается через тракт передачи ОЛТ по физической цепи. Важной особенностью ЦСП является возможность регенера­ции цифрового сигнала, искаженного средой распространения (физической цепью). Такая регенерация осуществляется на всех промежуточных станциях НРП и ОРП, а также в ОЛТ приемника оконечной станции.