Преобразователь частоты на основе двойного балансного смесителя

Преобразователь построен на основе трех дифференциальных усилителей, каждый из которых работает в режиме управляемого напряжением делителя тока (см. рис. 2.1). На рис. 2.3 приведена схема такого аналогового преобразователя частоты. Он построен на основе трех дифференциальных усилителей, каждый из которых работает в режиме управляемого напряжением делителя тока. С учетом (2.1) и (2.2) при U =0 запишем выражение для коллекторных токов VT 5 и VT 6 в виде:

(7)

, (8)

где

, (9)

. (10)

Тогда для коллекторных токов VT 1… VT 4 получим:

(12)

.

С учетом (11), (12), исходя из соотношений токов на рис. 3, имеем:

I ₁= I _k1+ I _k3= I _k5 R ₁(u_Г (t)) + I _k6 R ₂(u_Г (t))= I ₀[ R ₁(u_c (t)) R ₁(u_Г (t))+ R ₂(u_c (t)) R ₂(u_Г (t))] (13)

I ₂= I _k2+ I _k4= I _k5 R ₂(u_Г (t)) + I _k6 R ₁(u_Г (t))= I ₀[ R ₁(u_c (t)) R ₂(u_Г)+ R ₂(u_c (t)) R ₁(u_Г (t))] (14)

Вычитая (13) из (14) и подставляя (9) и (10) получим:

(15)

При малых значениях u_c и u_Г , раскладывая функцию th (x) в степенный ряд и ограничиваясь лишь первыми членами разложения, имеем:

. (16)

Выходное напряжение u _вых(t), как видно из рис.2.3, будет определяться выражением:

(17)

Выходное напряжение преобразователя частоты на основе двойного балансного смесителя оказывается пропорциональным значению произведения u_c (t) u_Г (t)при малых значениях напряжений (U_c, U_Г << φ_T).

Так, например, если на входах такого перемножителя, работающего в режиме близком к линейному режиму, присутствуют колебания u_c (t)= U_c cos ω_ct и

u_Г (t)= U_Г cos ω_Гt, то напряжение на его выходе будет равно:

При преобразовании частоты одно из этих двух колебаний отфильтровывается в нагрузке. Побочные колебания с частотами ω _п=|± mω_Г ± nω _с| возникают вследствие нелинейности перемножения сигналов u_c (t) и u_Г (t), причем, как и в преобразователях частоты на основе дифференциальных каскадов, с увеличением степени нелинейности уровни этих колебаний с частотой ω _п увеличиваются.